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篇1

【關(guān)鍵詞】TD-SCDMA 智能天線 廣播波束賦形 網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化

1 引言

中國(guó)移動(dòng)TD-SCDMA在湖南長(zhǎng)沙正式放號(hào)商用已過去一年半。一年多以來，得益于TD網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化工作的持續(xù)深入，TD網(wǎng)絡(luò)質(zhì)量得到了明顯的改善。TD無線網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化，主要是通過調(diào)整各種相關(guān)的無線網(wǎng)絡(luò)工程參數(shù)和無線資源參數(shù)，提高系統(tǒng)的關(guān)鍵無線網(wǎng)絡(luò)指標(biāo)。其中工程參數(shù)優(yōu)化主要是通過調(diào)整天線的傾角、方向角和掛高等或者更換天線類型來達(dá)到控制小區(qū)的覆蓋范圍、減少導(dǎo)頻污染、控制系統(tǒng)內(nèi)干擾水平的目的；無線資源參數(shù)優(yōu)化主要是通過調(diào)整各種相關(guān)的無線資源參數(shù)，使得網(wǎng)絡(luò)的接入成功率、切換成功率和掉話率等指標(biāo)維持在一個(gè)運(yùn)營(yíng)商和客戶都滿意的水平上。

智能天線是TD的關(guān)鍵技術(shù)之一，它提高了接收靈敏度，抑制干擾信號(hào)，提高了系統(tǒng)容量，這都是智能天線的顯著優(yōu)點(diǎn)。除此之外，智能天線還具有一個(gè)相對(duì)普通天線最大的優(yōu)點(diǎn)――智能天線廣播波束賦形，這一特點(diǎn)可以給優(yōu)化工作帶來很大的靈活性和便利性。

2 智能天線廣播波束賦形基本原理

智能天線本質(zhì)上是一種多陣元天線系統(tǒng)，通過對(duì)各陣元賦予激勵(lì)信號(hào)不同的相位和幅度（也稱權(quán)值）可以產(chǎn)生不同的波束寬度或半功率角以及半功率角的水平偏移，即形成不同的波束賦形，可以是業(yè)務(wù)波束的賦形，也可以是廣播波束的賦形。

業(yè)務(wù)波束是在建立具體的通話鏈路后形成的。智能天線首先對(duì)有用信號(hào)及干擾信號(hào)的方向進(jìn)行預(yù)測(cè)，根據(jù)預(yù)測(cè)結(jié)果對(duì)每一個(gè)用戶形成一個(gè)跟蹤波束，自適應(yīng)地將跟蹤波束的主瓣方向?qū)?zhǔn)用戶信號(hào)方向，同時(shí)波束的零點(diǎn)方向?qū)?zhǔn)干擾信號(hào)方向，從而降低干擾，擴(kuò)大小區(qū)半徑，提高系統(tǒng)容量。

廣播波束是在廣播時(shí)隙TS0和下行導(dǎo)頻時(shí)隙DwPTS中形成的。智能天線廣播波束賦形的原理可以參考圖1。

在廣播時(shí)隙或下行導(dǎo)頻時(shí)隙，基帶輸出信號(hào)通過功分器分發(fā)到智能天線的N個(gè)激勵(lì)單元，每個(gè)激勵(lì)單元對(duì)通過本分路的信號(hào)施以相應(yīng)的激勵(lì)（也稱為權(quán)值）Wi（i=1,2,…,N），包括對(duì)幅度的激勵(lì)和對(duì)相位的激勵(lì)。經(jīng)過激勵(lì)的各分路信號(hào)經(jīng)過射頻組件后從各自的天線單元發(fā)射出去，而智能天線的廣播波束賦形圖即是各天線單元輻射場(chǎng)圖的合成。其合成方向圖的數(shù)學(xué)表示為：

（1）

其中，i表示第i個(gè)單元，k為波數(shù)，dx為相鄰單元的間距，θ為離陣面法線方向的偏離角。|Wi|為單元激勵(lì)權(quán)值Wi的幅度部分，φi為Wi的相位部分。fi(θ)為第i個(gè)單元在陣中的有源方向圖（以第i個(gè)單元的相位中心為相對(duì)坐標(biāo)原點(diǎn)），F(xiàn)(θ)為合成的陣列方向圖。

在天線仿真或?qū)嶋H的天線測(cè)量中，通常容易獲得第i個(gè)單元在陣中的有源方向圖fi’(θ)，其與fi(θ)的對(duì)應(yīng)關(guān)系為：

（2）

因此，合成方向圖F(θ)也可以表示為：

（3）

由式（3），F(xiàn)(θ)也可進(jìn)一步表示為fi’(θ)的復(fù)權(quán)值疊加：

（4）

式（4）中，由于fi’(θ)已經(jīng)獲得（可以是測(cè)量得到或從天線廠家得到），通過試探改變復(fù)權(quán)值Wi的設(shè)置，就可以不斷地調(diào)整合成方向圖F(θ)，從而盡可能地逼近所期望合成的廣播波束方向圖Fdest(θ)。最終，把能夠?qū)崿F(xiàn)F(θ)與Fdest(θ)最佳逼近的一組權(quán)值（W1,W2,…,Wn）作為智能天線的廣播波束權(quán)值輸入，就可以得到與期望廣播覆蓋效果的最佳逼近。這就是智能天線廣播波束賦形的基本原理。

通過多種方式對(duì)廣播波束的賦形，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)廣播信號(hào)覆蓋的控制，如：（1）改變波束寬度，需要注意的就是旁瓣的抑制問題；（2）改變波束的指向，使得廣播波束可以根據(jù)負(fù)載的變化改變扇區(qū)的指向；（3）改變波束的形狀，形成特殊場(chǎng)景需要的覆蓋形狀，比如馬鞍形。圖2給出了廣播波束賦形的一種效果，通過賦形使方向圖成為馬鞍形（圖2右），這種效果可以應(yīng)用于一些特殊場(chǎng)景。

3智能天線廣播波束賦形在優(yōu)化工作中的應(yīng)用

TD智能天線的高可調(diào)諧性決定了TD無線網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)化模式必然與GSM無線網(wǎng)絡(luò)有著顯著區(qū)別：前者主要是通過對(duì)智能天線各陣元的權(quán)值參數(shù)調(diào)整來實(shí)現(xiàn)，而后者主要通過對(duì)2G天線的機(jī)械調(diào)整來實(shí)現(xiàn)。具體的區(qū)別如表1所示：

表1TD智能天線和GSM天線在網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化中的差異

主要區(qū)別點(diǎn) 智能天線 2G常規(guī)天線

基站覆蓋的優(yōu)化手段 權(quán)值調(diào)整和機(jī)械調(diào)整 機(jī)械調(diào)整（調(diào)整傾角和方位角）、更換天線類型（調(diào)整天線的增益和半功率角）

天線半功率角的大小 需通過權(quán)值參數(shù)來控制廣播波束寬度，波束寬度可根據(jù)需求靈活配置 出廠固定配置，有30度、65度、90度、120度等類型，屬硬件特性

方位角的

調(diào)整 可通過調(diào)整權(quán)值來實(shí)現(xiàn)波束水平偏移 機(jī)械調(diào)整

覆蓋形狀的

調(diào)整 通過權(quán)值調(diào)整可靈活地調(diào)整小區(qū)的覆蓋形狀，尤其適用于特殊場(chǎng)景的優(yōu)化 無法靈活調(diào)整

在日常優(yōu)化過程中，可以利用智能天線廣播波束賦形的特點(diǎn)來實(shí)施網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化，通過修改天線權(quán)值即可改變廣播波束寬度或波束形狀，甚至方位角。這里給出利用廣播波束賦形實(shí)施TD無線網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化的流程，如圖3所示。

（1）采用路測(cè)的方法（也可以基于用戶投訴），采集目標(biāo)小區(qū)的覆蓋數(shù)據(jù)；

（2）對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行分析，找出弱覆蓋、覆蓋盲區(qū)或?qū)ьl污染區(qū)等問題區(qū)域；

（3）結(jié)合電子地圖和基站分布情況，確定問題區(qū)域最合理的主覆蓋小區(qū)，進(jìn)而確定該小區(qū)的覆蓋邊界和覆蓋區(qū)域形狀；

（4）將所希望的小區(qū)覆蓋邊界和形狀輸入到中國(guó)移動(dòng)開發(fā)的智能天線廣播波束賦形軟件中，得到本小區(qū)多陣元天線的廣播波束賦形參數(shù)文件，通過OMCR端配置對(duì)應(yīng)小區(qū)天線的廣播波束賦形參數(shù)從而對(duì)問題區(qū)域進(jìn)行優(yōu)化；

（5）每次調(diào)整完廣播波束的賦形參數(shù)，按照原有路線再次路測(cè)，采集新的數(shù)據(jù)來驗(yàn)證優(yōu)化效果是否達(dá)到預(yù)期的水平，循環(huán)往復(fù)，直到整個(gè)網(wǎng)絡(luò)的指標(biāo)達(dá)到滿意的程度。

在上述優(yōu)化流程中，比較關(guān)鍵的環(huán)節(jié)是步驟（4），該環(huán)節(jié)可以通過中國(guó)移動(dòng)開發(fā)的智能天線廣播波束賦形軟件實(shí)現(xiàn)。該軟件能夠基于給定的廣播波束賦形圖，通過人工輔助調(diào)節(jié)的方式得到一組最佳權(quán)值，用該組權(quán)值作為智能天線的輸入而產(chǎn)生的實(shí)際廣播波束賦形能夠?qū)崿F(xiàn)與目標(biāo)廣播波束賦形盡可能地逼近。圖4所示為該軟件界面。

4 結(jié)束語

利用TD智能天線廣播波束賦形特點(diǎn)，同時(shí)借助于智能天線廣播波束賦形軟件，通過修改智能天線的權(quán)值數(shù)據(jù)從而改變廣播波束寬度或波束形狀甚至方位角，可以高效實(shí)施網(wǎng)絡(luò)覆蓋優(yōu)化。這種優(yōu)化方式在工程建設(shè)階段的網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化中，可減少工程參數(shù)調(diào)整的工程實(shí)施難度，降低施工危險(xiǎn)，加快網(wǎng)絡(luò)覆蓋優(yōu)化的速度；在維護(hù)階段的網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化中，可大大減少日常網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化上天面調(diào)整天饋系統(tǒng)的工作量，很大程度地降低由于反復(fù)上站造成的站址業(yè)主反感度，有利于協(xié)調(diào)移動(dòng)公司和業(yè)主的關(guān)系。

相比目前所采用的人工調(diào)整工程參數(shù)的方法，調(diào)整廣播波束的方法具有精度高、調(diào)整方便、調(diào)整前后對(duì)比方便、可以網(wǎng)絡(luò)化操作等特點(diǎn)，有利于網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化向集中化、信息化、標(biāo)準(zhǔn)化、智能化方向發(fā)展。

參考文獻(xiàn)

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【作者簡(jiǎn)介】

篇2

關(guān)鍵詞：LTE-A；協(xié)作多點(diǎn)傳輸；反饋1

引言

近年來，隨著移動(dòng)通信技術(shù)的飛速發(fā)展，系統(tǒng)對(duì)無線通信業(yè)務(wù)的支持能力有了顯著提高。然而，用戶對(duì)移動(dòng)通信業(yè)務(wù)性能的要求也向著高速率和高質(zhì)量的方向發(fā)展。因此，在下一代移動(dòng)通信技術(shù)的研究中，對(duì)頻譜效率、傳輸速率、系統(tǒng)吞吐量和小區(qū)邊緣用戶性能等方面也提出了更高的要求。隨著LTE- A需求的提出，人們對(duì)小區(qū)平均頻譜效率和小區(qū)邊緣頻譜效率越來越重視，相比較而言，小區(qū)邊緣的頻譜效率最受人們關(guān)注，這主要是因?yàn)長(zhǎng)TE-A通信系統(tǒng)是基于正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)和多輸入多輸出(MIMO)技術(shù)的。雖然OFDM技術(shù)通過子載波的正交性有效地消除了小區(qū)內(nèi)干擾，但是在頻率復(fù)用因子為1的多小區(qū)系統(tǒng)中，小區(qū)間干擾(ICI，Inter-Cell Interference)依然存在，這成為提高系統(tǒng)吞吐量和改善小區(qū)邊緣用戶性能的主要障礙。

協(xié)作多點(diǎn)傳輸技術(shù)因其能有效改善小區(qū)邊緣用戶性能，提高系統(tǒng)吞吐量，引起了業(yè)界的廣泛關(guān)注和研究，并成為3GPP LTE-A標(biāo)準(zhǔn)化進(jìn)程中的重要研究項(xiàng)目。協(xié)作多點(diǎn)傳輸(Coordinated Multiple Point Transmission/Reception，CoMP)技術(shù)是指多個(gè)不同位置相互之間分散的傳輸節(jié)點(diǎn)之間的協(xié)作，是一種用于改善小區(qū)覆蓋范圍、提高系統(tǒng)吞吐量和改善小區(qū)邊緣用戶性能的重要工具。其主要目的是為了解決小區(qū)邊緣用戶的干擾；其基本思想是變干擾信號(hào)為有用信號(hào)，減少干擾信號(hào)的同時(shí)增強(qiáng)有用信號(hào)的功率，從而提高系統(tǒng)整體性能；其基本原理是對(duì)受干擾較強(qiáng)的小區(qū)邊緣用戶通過協(xié)作調(diào)度的方式來降低對(duì)小區(qū)邊緣用戶的干擾，或者采用聯(lián)合處理的方式，來提高邊緣用戶的接收功率，從而改善邊緣用戶的性能。其中參與協(xié)作的多個(gè)傳輸點(diǎn)可以是具有完整基帶處理模塊、資源管理模塊和射頻單元的基站，也可以是位置不同的多個(gè)天線或射頻單元 (如分布式天線)。

P技術(shù)的理論基礎(chǔ)協(xié)作多點(diǎn)傳輸技術(shù)來源于多天線分集技術(shù)和中繼信道容量分析理論。多天線分集技術(shù)，也稱為多輸入多輸出(MIMO)技術(shù)，指的是發(fā)送端或接收端配備多根天線或天線陣列，利用多天線間形成的多個(gè)空間子信道的分集增益來提高發(fā)送端與接收端之間的信道容量。

利用空間分集來提高收發(fā)兩端間的信道容量是協(xié)作多點(diǎn)傳輸技術(shù)產(chǎn)生的根本原因，同時(shí)多天線分集技術(shù)的研究發(fā)展又使得協(xié)作多點(diǎn)傳輸技術(shù)在實(shí)際通信系統(tǒng)中的應(yīng)用成為可能。中繼信道模型是CoMP技術(shù)的最根本模型，可從信息理論的角度對(duì)3個(gè)以上節(jié)點(diǎn)組成的通信網(wǎng)絡(luò)的容量進(jìn)行中繼信道容量分析。中繼信道可以根據(jù)不同的條件變化為廣播信道或多址接入信道。

P技術(shù)的分類目前，3GPP 中的多點(diǎn)協(xié)作僅僅是指數(shù)據(jù)信息的協(xié)作，即物理下行共享信道(PDSCH)中的信息在多個(gè)傳輸節(jié)點(diǎn)協(xié)作傳輸，PDCCH 中傳輸?shù)目刂菩畔H由UE所在的服務(wù)小區(qū)的基站進(jìn)行單獨(dú)傳送。根據(jù)參與協(xié)作的基站間是否共享用戶的數(shù)據(jù)信息，可將多點(diǎn)協(xié)作傳輸技術(shù)分為兩類：多點(diǎn)聯(lián)合處理(Joint Processing ，JP)和多點(diǎn)協(xié)作調(diào)度/波束賦形Coordinated Scheduling/Beamforming ,CS/CB)。(1)多點(diǎn)聯(lián)合處理(JP)：參與協(xié)作的多個(gè)基站(也稱協(xié)作簇)對(duì)用戶數(shù)據(jù)進(jìn)行聯(lián)合預(yù)處理，以消除基站間的干擾。協(xié)作簇內(nèi)的基站不僅需要共享信道信息，還需共享用戶的數(shù)據(jù)信息。整個(gè)協(xié)作簇同時(shí)服務(wù)一個(gè)或多個(gè)用戶，所要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信息在CoMP協(xié)作簇的每個(gè)傳輸節(jié)點(diǎn)間進(jìn)行共享。根據(jù)數(shù)據(jù)信息是否同時(shí)由多個(gè)傳輸節(jié)點(diǎn)進(jìn)行傳送， 又可將此類技術(shù)分為動(dòng)態(tài)選擇和聯(lián)合傳輸：

動(dòng)態(tài)選擇：每個(gè)UE每一時(shí)刻只接收來自一個(gè)傳輸節(jié)點(diǎn)的物理下行共享信道信息，但這個(gè)信息來自哪一個(gè)傳輸節(jié)點(diǎn)，可以根據(jù)信道質(zhì)量的好壞在CoMP 協(xié)作簇中的多個(gè)傳輸節(jié)點(diǎn)間進(jìn)行動(dòng)態(tài)選擇。

聯(lián)合傳輸：每個(gè)UE同時(shí)接收來自多個(gè)傳輸節(jié)點(diǎn)物理下行共享信道信息，并對(duì)這多個(gè)信息進(jìn)行合并，從而提高接收信號(hào)的功率并抑制其它用戶對(duì)此用戶的干擾。(2)多點(diǎn)協(xié)作調(diào)度/波束賦形(CS/CB)：協(xié)作簇間通過協(xié)作，對(duì)系統(tǒng)資源進(jìn)行有效的分配，盡可能地避免小區(qū)邊緣用戶使用的資源在時(shí)域或頻域上的沖突。在該方式下，協(xié)作簇間只需要共享信道信息，不需要共享數(shù)據(jù)信息。協(xié)作簇內(nèi)的基站各自服務(wù)各自的用戶，即一個(gè)UE只由一個(gè)基站提供服務(wù)，如圖1(b)所示。 (a)聯(lián)合處理(JP) (b)協(xié)作調(diào)度/波束賦形(CS/CB)圖1 CoMP的分類P中的反饋目前，將CoMP中的反饋機(jī)制分為3類：(1)顯式反饋UE反饋的是沒有經(jīng)過任何處理的直接觀測(cè)到的信道信息。反饋內(nèi)容包括兩部分：信道部分(如信道矩陣/協(xié)方差矩陣或者信道矩陣/協(xié)方差矩陣的主要特征值分量)，噪聲部分(噪聲的協(xié)方差矩陣或者此矩陣的主要特征值分量)。由于顯式反饋比隱式反饋反饋了更多的信道信息，所以顯式反饋可以獲得更好的傳輸性能。但顯式反饋的缺點(diǎn)是反饋的信息量太大，給上行反饋信道帶來了很大的壓力，對(duì)信道狀態(tài)的變化和時(shí)延比較敏感。(2)隱式反饋UE反饋給基站的信息是經(jīng)過預(yù)處理的信道信息(如PMI /CQI)。由于PMI /CQI反映的是一段時(shí)間的信道狀態(tài)，所以對(duì)于信道狀態(tài)的變化和時(shí)延不是特別敏感。相對(duì)于顯式反饋，其上行反饋信道的負(fù)擔(dān)較小，但CoMP方案的設(shè)計(jì)不如顯式反饋靈活。此外，針對(duì)不同的假設(shè)定義了不同的反饋模式，如多點(diǎn)協(xié)作調(diào)度/波束賦形(CS/CB)傳輸還是多點(diǎn)聯(lián)合處理(JP)傳輸、單小區(qū)傳輸還是協(xié)作簇傳輸、單用戶還是多用戶MIMO等。CS/CB可以反饋單小區(qū)或者多個(gè)單小區(qū)PMI，也可以反饋PMI以外的其他類型的信息，JP反饋單小區(qū)PMI或多小區(qū)PMI。 (3)基于SRS的反饋基于SRS的反饋是指基站根據(jù)上行Sounding信號(hào)，利用上下行信道互易性獲得下行信道信息，這種反饋只適用于TDD系統(tǒng)。5.結(jié)束語作為L(zhǎng)TE-A的關(guān)鍵技術(shù)，協(xié)作多點(diǎn)傳輸技術(shù)能夠有效消除小區(qū)間的干擾，使得系統(tǒng)的性能大大提升，尤其是對(duì)小區(qū)邊緣用戶性能的改善。但協(xié)作多點(diǎn)傳輸技術(shù)也對(duì)系統(tǒng)設(shè)計(jì)帶來了挑戰(zhàn)，如協(xié)作節(jié)點(diǎn)的選擇、預(yù)編碼方式的設(shè)計(jì)、反饋機(jī)制的選擇等。如何在系統(tǒng)反饋量、復(fù)雜度、性能等各個(gè)方面取得平衡，將是未來協(xié)作多點(diǎn)傳輸技術(shù)研究的重點(diǎn)。

參考文獻(xiàn)

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篇3

關(guān)鍵詞： 海面多路徑效應(yīng); 被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭; 鏡面反射; 超低空彈道

中圖分類號(hào)： TN97?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2014）24?0056?05

Simulation analysis on influence of sea surface multipath effect on PRS angle measurement

FAN Peng?fei， OUYANG Zhong?hui

（Department of Ordnance Science and Technology， Naval Aeronautical and Astronautical University， Yantai 264001， China）

Abstract： As attacking the ultralow?altitude targets， the sea surface multipath effect has great influence on passive radar seeker （PRS） angle measuring precision of ship?to?air missile. The occurring principle of sea surface multipath effect is described. The specular reflection geometric model of the sea surface multipath effect is built in combination with the angle measuring principle of rotating phase interferometer. By this model， the expressions of direct signal and specular reflection signal of dual?atenna are given. On this basis， typical low?altitude ballistic trajectories are selected to analyze the influence of the multipath effect on the angle measuring accuracy according to the results of the simulation calculation in multipath effect model. The simulation results show that sea surface multipath effect affects PRS angle measuring accuracy significantly. The achievement provided an important reference for the next research on restraining multipath effect.

Keywords： sea surface multipath effect; passive radar seeker; specular reflection; ultralow?altitude ballistic trajectory

0 引 言

電磁波在傳播過程中經(jīng)地面、海面或其他物體反射后，往往存在包括直線傳播以外的多條路徑。在雷達(dá)接收機(jī)處，來自同一輻射源的電磁波經(jīng)不同路徑傳播后形成的多徑信號(hào)，會(huì)給雷達(dá)對(duì)目標(biāo)正常的截獲和跟蹤性能造成影響，這種現(xiàn)象被稱為多路徑效應(yīng)[1]。

末端艦空導(dǎo)彈的攔截目標(biāo)多為超低空反艦導(dǎo)彈，跟蹤雷達(dá)的工作狀態(tài)往往是低仰角姿態(tài)，通常會(huì)受到海面反射信號(hào)的干擾，因此被動(dòng)雷達(dá)天線極易受多路徑效應(yīng)影響[2]。當(dāng)反射表面比較光滑時(shí)，這種誤差更為強(qiáng)烈，嚴(yán)重時(shí)會(huì)使導(dǎo)彈跟蹤到鏡像目標(biāo)，造成攔截失敗。為了提高艦空導(dǎo)彈的攔截效能，必須詳細(xì)分析海面多路徑效應(yīng)對(duì)被動(dòng)微波測(cè)角的影響，從而為進(jìn)一步研究抑制多路徑效應(yīng)措施提供參考。

近年來，國(guó)內(nèi)外已對(duì)多路徑效應(yīng)做了許多工作，研究集中于反射模型建立、半實(shí)物仿真、三維地形建模、抑制措施等方面。文獻(xiàn)[3]采用面元KA法及微擾法（SPA）建立了粗糙海面多路徑電磁散射模型;文獻(xiàn)[4]提出了基于半實(shí)物仿真的多路徑仿真系統(tǒng)工程實(shí)現(xiàn)的方法;文獻(xiàn)[5]采用隨機(jī)分形插值算法對(duì)起伏地面和海面進(jìn)行了三維地形建模;文獻(xiàn)[6]將傳統(tǒng)的多目標(biāo)分辨算法（C2算法）與偏差補(bǔ)償技術(shù)相結(jié)合應(yīng)用于低角多路徑環(huán)境下跟蹤目標(biāo)俯仰角的測(cè)量。總體上看，現(xiàn)有海面多路徑效應(yīng)研究的不足之處主要包括：對(duì)艦載雷達(dá)、主動(dòng)雷達(dá)研究較多，缺乏對(duì)被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭影響的研究;對(duì)被動(dòng)雷達(dá)影響的研究大多未考慮相位干涉儀雙天線的旋轉(zhuǎn);與導(dǎo)彈飛行彈道的聯(lián)系不夠緊密等。

基于此，本文結(jié)合旋轉(zhuǎn)式相位干涉儀的測(cè)角原理，建立了海面多路徑鏡面反射模型，選取典型超低空彈道，詳細(xì)分析了超低空下海面多路徑效應(yīng)對(duì)測(cè)角精度的影響。

1 海面多路徑效應(yīng)分析

雷達(dá)偵察裝備在復(fù)雜海面背景條件下接收到的多路徑信號(hào)也是非常復(fù)雜的。按照反射表面起伏不平的程度，可分為平滑表面和粗糙表面。在光滑平坦的表面，表面反射主要為鏡面反射;在粗糙不平的表面上，還會(huì)產(chǎn)生漫反射。根據(jù)之前的研究結(jié)果，海情較小時(shí)鏡面反射下多路徑效應(yīng)影響會(huì)較為嚴(yán)重;而海情較大時(shí)多路徑反射比較雜亂，起伏較快，可通過取平均值的方法減小偏差[3]。因此，本文著重研究鏡面反射情況下海面多路徑效應(yīng)對(duì)被動(dòng)微波測(cè)角的影響，鏡面反射多路徑示意圖如圖1所示。

圖1 鏡面反射多路徑示意圖

由于目標(biāo)和鏡像目標(biāo)分別為兩個(gè)矢量點(diǎn)源，兩個(gè)矢量點(diǎn)源通過干涉疊加后進(jìn)行矢量合成，形成一個(gè)新的矢量點(diǎn)源，也就是兩個(gè)目標(biāo)的合成中心。由于鏡像目標(biāo)的影響，導(dǎo)引頭測(cè)到的角度既不是目標(biāo)角度也不是鏡像目標(biāo)角度，而是這個(gè)新的合成矢量的角度，這個(gè)合成中心位置隨著彈目相對(duì)運(yùn)動(dòng)在目標(biāo)與鏡像的連線上改變，這就是目標(biāo)的角閃爍現(xiàn)象，給導(dǎo)引頭測(cè)角帶來嚴(yán)重影響。

2 鏡面反射模型

2.1 旋轉(zhuǎn)式相位干涉儀測(cè)角原理

在被動(dòng)雷達(dá)測(cè)角中相位干涉儀是較常用的一種角度測(cè)量方法，其基本原理是通過鑒別不同天線接收到的平面電磁波信號(hào)的相位差，然后經(jīng)過角度變換計(jì)算出目標(biāo)輻射源的視線角[7]。

被動(dòng)微波子系統(tǒng)采用相位干涉儀測(cè)角面臨的基本問題是難以同時(shí)滿足不模糊測(cè)角范圍和測(cè)角精度的要求。旋轉(zhuǎn)式雙天線跟蹤測(cè)角系統(tǒng)能夠較好地解決這個(gè)問題，在保證較高測(cè)角精度、較大不模糊測(cè)角范圍的基礎(chǔ)上，利用一對(duì)測(cè)向天線實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)的空間定向。旋轉(zhuǎn)式相位干涉儀實(shí)質(zhì)上是采用時(shí)延跟蹤環(huán)路形成電子角度跟蹤系統(tǒng)，使角度信息轉(zhuǎn)換為彈體旋轉(zhuǎn)頻率的交流幅度與相位信息，其測(cè)角雙天線運(yùn)動(dòng)模型如圖2所示。有關(guān)旋轉(zhuǎn)式相位干涉儀測(cè)角模型詳見文獻(xiàn)[8]，在此不再贅述。

圖2 旋轉(zhuǎn)式雙天線運(yùn)動(dòng)模型

2.2 鏡面反射幾何模型

當(dāng)海面起伏高度差滿足瑞利判據(jù)[9]時(shí)，認(rèn)為反射信號(hào)來自反射點(diǎn)附近的第一菲涅爾區(qū)，此時(shí)主要產(chǎn)生鏡面反射信號(hào)。鏡面反射幾何模型如圖3所示，輻射源位于位置T，坐標(biāo)為[（0，0，hT）]，[a1][a2]為基線長(zhǎng)為[d]的天線，以旋轉(zhuǎn)頻率[ωr]繞平行于y軸的水平線旋轉(zhuǎn)，旋轉(zhuǎn)面在xOz面上的投影如圖4所示，天線中心在yOz面內(nèi)，高度為[hM]，且到y(tǒng)軸的投影點(diǎn)坐標(biāo)為[（0，L，0）]。以天線在xOz面上的投影與z軸重合時(shí)（[a1]在上[a2]在下）為初始時(shí)刻，經(jīng)過時(shí)間t后，[a1]，[a2]的坐標(biāo)為[（xa1，ya1，za1）]和[（xa2，ya2，za2）]。假設(shè)在整個(gè)過程中不考慮微波輻射目標(biāo)的俯仰、方位和滾動(dòng)，也不考慮接收導(dǎo)引頭的俯仰變化。

圖3 鏡面反射幾何模型

圖4 旋轉(zhuǎn)天線在xOz面上的投影

以天線[a1]為例，此時(shí)輻射源T與天線[a1]的距離為[R]，[α]為直達(dá)信號(hào)與輻射源主波束的夾角，I為鏡面反射點(diǎn)，反射點(diǎn)到T，[a1]的距離分別為[R1]、[R2]，[α1]、[α2]分別為反射信號(hào)與T和[a1]主波束的夾角， [θ]為反射信號(hào)與海平面的夾角。各個(gè)相應(yīng)的參數(shù)求解如下：由旋轉(zhuǎn)天線在xOz面上投影的幾何關(guān)系，天線[a1]的坐標(biāo)[（xa1，ya1，za1）]的求解公式為：

[xa1=-d2sin（ωrt）ya1=Lza1=hM+d2cos（ωrt）] （1）

輻射源T到天線[a1]距離：

[R=xa12+ya12+（za1-hT）2] （2）

直達(dá)路徑與輻射源主波束的夾角：

[α=arccosya1R] （3）

鏡面入射波與水平面的夾角即掠射角：

[θ=arctanhT+za1xa12+ya12] （4）

進(jìn)一步，反射點(diǎn)I到輻射源T、天線的距離[R1]、[R2]分別為：

[R1=hMsinθ] （5）

[R2=za1sinθ] （6）

鏡面反射點(diǎn)I的坐標(biāo)[（xI，yI，0）]為：

[xI=R1cosθ（xa12+ya12）xa1yI=R1cosθ（xa12+ya12）ya1] （7）

鏡面反射波與輻射源主波束的夾角：

[α1=arccosyIR1] （8）

鏡面入射波與天線[a1]主波束的夾角：

[α2=arccosya1-yIR2] （9）

直達(dá)波的延時(shí)[td]、反射波的延時(shí)[tr]為：

[td=Rc] （10）

[tr=R1c+R2c] （11）

式中c為光速。

3 天線接收信號(hào)模型

3.1 輻射源發(fā)射信號(hào)模型

雷達(dá)發(fā)射信號(hào)為：

[St（t）=At?Gt?ft（θ）exp（jωct）?v（t）] （12）

式中：[At]為發(fā)射信號(hào)的幅度;[Gt]為發(fā)射天線的電壓增益;[ft（θ）]為發(fā)射天線方向圖函數(shù);[ωc]為載頻;[v（t）]為調(diào)制函數(shù)，是[Np]個(gè)寬度為[Tp]的矩形脈沖構(gòu)成的脈沖串。若不考慮脈間捷變頻和線性調(diào)頻，則：

[St（t）=At?Gt?ft（θ）exp（jωct）?k=0Np-1rectt-kTrTp] （13）

3.2 天線接收信號(hào)模型參數(shù)定義

如圖1所示，[Sd]為直達(dá)波，[Si]為入射波，[Sr]為反射波，鏡面反射滿足入射角等于反射角，即[ψi=ψr]，結(jié)合電磁理論易得導(dǎo)引頭處總的接收信號(hào)為[10]：

[S=Sd+Sr=Atf（θt）+ArρDf（θr）] （14）

式中：[At]為直達(dá)信號(hào)的幅度;[Ar]為反射信號(hào)的幅度;[f（θt）]為直達(dá)波方向圖;[f（θr）]為反射波方向圖;[D]為擴(kuò)散因子，考慮到地球曲率的影響，反射波照到凸起的地球表面會(huì)引起擴(kuò)散，使得電磁波能量密度衰減;[ρ]為表面反射系數(shù)，與反射表面的散射特性、入射波的入射角[ψi]、雷達(dá)的工作波長(zhǎng)和極化方式有關(guān)，下面對(duì)[ρ]的求解進(jìn)行討論。

對(duì)于理想的光滑平坦表面，反射系數(shù)為菲涅爾反射系數(shù)[ρ0]，即[ρ=ρ0]。可以利用極化形式、入射余角[η]和雷達(dá)工作頻率通過菲涅爾方程計(jì)算得到，不同極化形式下的菲涅爾反射系數(shù)[ρ0]表達(dá)式如下所示。

對(duì)于垂直極化有：

[ρ0=εsinψi-ε-cos2ψiεsinψi+ε-cos2ψi] （15）

對(duì)于水平極化有：

[ρ0=sinψi-ε-cos2ψisinψi+ε-cos2ψi] （16）

對(duì)于圓極化有：

[ρ0]是垂直極化與水平極化時(shí)的中值。

式（15）和式（16）中，[ε]是復(fù)介電常數(shù)，由下式確定：

[ε=Kε0-jσωε0=ε′-jε″≈ε′-j60λσ] （17）

式中：[ε0]是自由空間的介電常數(shù);[K]是相容率，[Kε0]是反射面的相對(duì)介電常數(shù);[σ]是電導(dǎo)率。文獻(xiàn)[9]給出了一些典型海面、地表的[σ]、[ε′]和[ε″]的數(shù)值。

對(duì)于有一定粗糙度的反射面，認(rèn)為其屬于相對(duì)平坦面，即在第一菲涅爾反射區(qū)內(nèi)，表面高度變化[Δh]滿足瑞利判據(jù)，這時(shí)[ρ=ρ0ρs]，其中[ρs]為鏡面散射因子，是表征反射面的粗糙度對(duì)鏡面反射幅度衰減影響的參數(shù)。鏡面散射因子通常用其均方根值（Root Mean Square，RMS）表示，它與反射面粗糙度因子[Γ]的關(guān)系為：

[ρs=exp[-2（2πΓ）2]，0<Γ<0.10.812 5371+2（2πΓ）2，Γ>0.1] （18）

[Γ=σhsinψiλ] （19）

式中：[σh]為表面起伏高度的標(biāo)準(zhǔn)差。

因此，對(duì)于海面有一定粗糙度的情況，應(yīng)用鏡面反射模型，天線總的接收信號(hào)為：

[S=Sd+Sr=Atf（θt）T+Arρ0ρsf（θr）] （20）

3.3 天線接收信號(hào)模型求解過程

對(duì)于起伏較小的海面，考慮只有鏡面反射時(shí)，天線接收的信號(hào)包括直達(dá)信號(hào)、鏡面反射信號(hào)。假設(shè)輻射和接收天線方向圖[ft（θt）]，[fr（θr）]均為高斯函數(shù)，將在鏡面反射幾何模型和接收信號(hào)模型中求得的參數(shù)代入公式，即得t時(shí)刻天線[a1]接收到的直達(dá)信號(hào)、反射信號(hào)。

（1） t時(shí)刻天線[a1]接收到的直達(dá)信號(hào)[Sd（t）]為：

將所求得的[α]，[td]代入式（12），即得直達(dá)波信[Sd（t）]：[Sd（t）=At?Gt?ft（α）exp（jωc（t-td））?v（t-td）?fr（α）?Gr =At?Gt?ft（α）exp（jωc（t-td））? k=0Np-1rect t-kTr-tdTp?fr（α）?Gr]

式中：[At]，[wc]和[v（t）]的定義與前面表述一致，[ft（α）]，[fr（α）]為直達(dá)波在輻射源T和接收天線[a1]處的方向圖。

（2） t時(shí)刻天線[a1]接收到的海面反射信號(hào)[Sr（t）]為：

將所求得的[α1]，[α2]，[θ]和[tr]代入式（15）和式（13），即得反射波信號(hào)[Sr（t）]：

[Sr（t）=AtGtft（α1）exp（jωc（t-tr））?v（t-tr）ρ0（θtr）fr（α2）?Gr =AtGtft（α1）exp（jωc（t-tr））? k=0Np-1rectt-kTr-trTpρ0（θ）fr（α2）?Gr]

式中：[ft（α1）]，[fr（α2）]為反射波在T和[a1]處的方向圖，[ρ0（θ）]為掠射角為[θ]時(shí)的海面的反射系數(shù);[td]，[tr]分別為直達(dá)波和反射波到達(dá)天線的延時(shí);[Gr]為接收天線的電壓增益。

（3） t時(shí)刻天線[a1]總的接收信號(hào)為：

[Sa1（t）=Sd1（t）+Sr1（t）] （23）

式中：[Sd1（t）]為直達(dá)信號(hào);[Sr1（t）]為反射信號(hào)。

同理可以求出t時(shí)刻天線[a2]收到的直達(dá)波信號(hào)為[Sd2（t）]、反射波信號(hào)為[Sr2（t）]，天線[a2]總的接收信號(hào)為[Sa2（t）]。將所求得的[Sa1]，[Sa2]經(jīng)過比相、解模糊后，可得目標(biāo)角度的仿真結(jié)果。

4 艦空導(dǎo)彈運(yùn)動(dòng)模型

導(dǎo)彈運(yùn)動(dòng)的動(dòng)態(tài)過程通常是由導(dǎo)彈的運(yùn)動(dòng)方程組積分得到的，為方便起見，在討論導(dǎo)彈的運(yùn)動(dòng)學(xué)時(shí)可將導(dǎo)彈當(dāng)成質(zhì)點(diǎn)來考慮，重量不變，在航跡坐標(biāo)系中給出運(yùn)動(dòng)學(xué)模型。為建立相應(yīng)的運(yùn)動(dòng)學(xué)方程組，可將導(dǎo)彈質(zhì)心的速度投影到地面坐標(biāo)系中。本文的建模和仿真中，均采用大地坐標(biāo)系，并以艦空導(dǎo)彈發(fā)射時(shí)的初始位置作為坐標(biāo)原點(diǎn)。反艦導(dǎo)彈可以采用勻速飛行也可以采用變速飛行模式，這通常與導(dǎo)彈的機(jī)動(dòng)策略有關(guān)。為了簡(jiǎn)化分析，假設(shè)反艦導(dǎo)彈作等速直線運(yùn)動(dòng)。設(shè)反艦導(dǎo)彈當(dāng)前坐標(biāo)為[（xt，k，yt，k，zt，k）]，艦空導(dǎo)彈當(dāng)前坐標(biāo)為[（xm，k，ym，k，zm，k）]，飛行速度為[Vm]，彈道角為[φk]，速度矢量?jī)A角為[θk]，則艦空導(dǎo)彈在下一個(gè)時(shí)刻k+1時(shí)的位置為：

[xm，k+1=xm，k+vm?cosθk?cosφk?Δtym，k+1=ym，k+vm?sinθk?Δtzm，k+1=zm，k+vm?cosθk?sinφk?Δt] （24）

式中[Δt]為仿真時(shí)間增量。

以xOy平面為例，仿真時(shí)刻k+1時(shí)的彈目視線角為

[qxy（k+1）=arctanyt，k+1-ym，k+1xt，k+1-xm，k+1] （25）

仿真時(shí)刻k+1的艦空導(dǎo)彈速度矢量轉(zhuǎn)動(dòng)角速度為[ψxy（k+1）]。本文以比例導(dǎo)引法為例說明導(dǎo)引規(guī)律模型。比例導(dǎo)引法是指導(dǎo)彈在攻擊目標(biāo)的導(dǎo)引過程中，導(dǎo)彈速度矢量的旋轉(zhuǎn)角速度與目標(biāo)線的旋轉(zhuǎn)角速度成比例的一種導(dǎo)引方法[11]，其導(dǎo)引關(guān)系方程為：

[ψk=Kqk] （26）

式中[K]為比例系數(shù)，一般取2～6。

仿真過程中，[ψk+1]，[qk+1]可由下式計(jì)算：

[qk+1=qk+1-qkΔtψk+1=ψk+1-ψkΔt] （27）

式中：[qk]，[ψk]分別為k時(shí)刻的彈目視線角、導(dǎo)彈速度與基準(zhǔn)線夾角;[qk+1]，[ψk+1]分別為下一時(shí)刻k+1時(shí)的彈目視線角、導(dǎo)彈速度與基準(zhǔn)線夾角，[Δt]為跟蹤仿真間隔。

5 海面多路徑效應(yīng)仿真

5.1 仿真參數(shù)設(shè)置

對(duì)典型海面超低空目標(biāo)多路徑效應(yīng)進(jìn)行仿真，仿真初始參數(shù)設(shè)置情況如下：

（1） 艦空導(dǎo)彈。艦空導(dǎo)彈仿真初始時(shí)刻的坐標(biāo)為（0，0，0），發(fā)射傾角為[ξm=15°]，航向角為[ψm=15°]，飛行速度[vm=600 m/s]，被動(dòng)雷達(dá)制導(dǎo)時(shí)的比例導(dǎo)引系數(shù)為4。

（2） 目標(biāo)特性。反艦導(dǎo)彈初始坐標(biāo)為（10 000，10，200），飛行速度[vt=300 m/s]，在水平面上作等速直線飛行，航向角[ψt=180°]，雷達(dá)輻射波長(zhǎng)0.03 m，輻射功率30 W，垂直極化，發(fā)射天線增益20 dB，反艦導(dǎo)彈主動(dòng)雷達(dá)天線在指向艦空導(dǎo)彈方向上的幅度與在反射點(diǎn)方向上的幅度相等。

（3） 環(huán)境設(shè)定。在末端艦空導(dǎo)彈攔截反艦導(dǎo)彈過程中，輻射源與接收天線的距離比較短，可以不考慮擴(kuò)散因子的影響，[D≈1]。海水介電常數(shù)k=65-[652.li]。

如果海面起伏均方差滿足瑞利條件，則認(rèn)為是光滑的。與雷達(dá)波長(zhǎng)相比，帶有小的毛細(xì)波的水面都被認(rèn)為是光滑的，因此起伏較小海面的反射系數(shù)即為菲涅爾反射系數(shù)。

對(duì)于采用垂直極化的輻射源，綜合式（15）和式（18）得到光滑海面的反射系數(shù)為：

[ρ=ρ0ρs=exp-22πσhsinθλ2?ρ0（θ）] （24）

式中：[θ]為入射余角（掠射角）;[ε]為海表的復(fù)介電常數(shù);對(duì)于起伏較小的海面;[σh]可近似為0，因此，海面的反射系數(shù)仍為[ρ=ρ0（θ）]。

5.2 仿真結(jié)果及分析

選取典型超低空仿真彈道，根據(jù)仿真計(jì)算結(jié)果代入多路徑計(jì)算模型，分析超低空彈道的多路徑效應(yīng)對(duì)測(cè)角精度的影響，仿真結(jié)果如圖5，圖6所示，其中圖5為艦空導(dǎo)彈攔截目標(biāo)三維彈道仿真，圖6為艦空導(dǎo)彈被動(dòng)雷達(dá)受海面多路徑影響出現(xiàn)的測(cè)角誤差。

圖5 艦空導(dǎo)彈攔截目標(biāo)三維彈道仿真

圖6 多路徑效應(yīng)對(duì)被動(dòng)雷達(dá)測(cè)角影響

從仿真計(jì)算結(jié)果可以得出以下結(jié)論：

（1） 海面多路徑效應(yīng)對(duì)被動(dòng)微波接收體制導(dǎo)引頭有影響，導(dǎo)引頭受多路徑效應(yīng)影響測(cè)角出現(xiàn)了明顯偏差;

（2） 對(duì)于超低空目標(biāo)，在彈道中段由多路徑引起的誤差很小，誤差都在1°以內(nèi);在彈道末段1 km左右區(qū)域由多路徑引起的誤差增長(zhǎng)至2°左右，被動(dòng)雷達(dá)測(cè)角精度受到較大影響，導(dǎo)彈脫靶距離較大。

（3） 多路徑對(duì)測(cè)角精度的影響主要與彈目距離和彈目相對(duì)海面高度有關(guān)，目標(biāo)和導(dǎo)引頭相對(duì)高度如果變化，目標(biāo)/鏡像合成中心將圍繞著真實(shí)目標(biāo)做上下運(yùn)動(dòng)變化;

（4） 多路徑效應(yīng)對(duì)測(cè)角的影響與目標(biāo)飛行航路無明顯關(guān)系。

6 結(jié) 語

被動(dòng)微波導(dǎo)引頭的制導(dǎo)精度取決于測(cè)角精度，但由于海面多路徑效應(yīng)的存在使得測(cè)角精度大大降低。本文從艦空導(dǎo)彈攻防對(duì)抗機(jī)理出發(fā)，系統(tǒng)闡述了海面多路徑的產(chǎn)生原理，建立了結(jié)合旋轉(zhuǎn)相位干涉儀測(cè)角原理的海面多路徑鏡面反射幾何模型，最后選取典型超低空彈道進(jìn)行仿真，詳細(xì)分析了多路徑對(duì)被動(dòng)微波導(dǎo)引頭測(cè)角的影響。為下一步研究抑制多路徑影響措施、多模復(fù)合交班、被動(dòng)微波導(dǎo)引頭濾波器設(shè)計(jì)打下基礎(chǔ)。

參考文獻(xiàn)

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