導語：如何才能寫好一篇電源開關，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

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關鍵詞：PLC，雙電源開關

1 基于PLC雙電源開關總體方案設計

雙電源開關用在礦井緊急供電的雙電源系統中時，當一路電源（主電源）出現故障時，另一路電源（備用電源）可以實現快速、自動地投切轉換，這是雙電源開關的基本功能。而基于PLC的雙電源開關，不僅要實現上述功能，而且要對三相電源各相進行缺相檢測，同時還要對電源各相進行精確的電壓檢測，當電源電壓不在指定的范圍內運行時，必須進行自動切換。在基于PLC的雙電源開關的過程中，必須只能有一個電源與負載接通，且在一路電源故障時要實現自動切換。又由于在礦井緊急供電場所，各用電設備的總功率較大，必須使用發電機設備供電。那么根據設計要求，可設計總體結構方案如下圖1-1所示：

在圖1-1中，A為主電源，B為備用電源，分別與PLC連接，作為PLC輸入檢測信號。首先進行主電源A的輸入檢測，當PLC檢測A無任意相缺相時，相應的邏輯開關會閉合，使FX2N-4A/D接受經過PLC基本單元檢測后傳過來的無缺相的電壓信號，則隨后進行A電源的三相回路欠壓檢測，如果此時主電源A良好的話，相應的狀態指示燈會亮，說明此刻主電源狀態良好，同時主電源與負載接通。在主電源A出現故障后（即主電源A出現缺相或者欠壓時），此時會啟動發電機，使備用電源B啟動，同時主電源會自動斷開。備用電源B啟動后，同樣要進行三相回路的缺相檢測和欠壓檢測，檢測過程同A。檢測無故障后，隨即實現備用電源與負載的接通。

2 基于PLC雙電源開關控制系統硬件設計

2.1 電氣控制方案設計

電氣控制過程的分析：如圖1-2的電氣控制過程圖中，KA1，KA2，KA3分別作為主電源A的三相檢測，當且有KA1，KA2，KA3線圈同時得到電時（即無任意相缺相時），才會驅動KM3線圈使觸點KM3閉合，從而進行A的三相欠壓檢測。又當三相欠壓檢測模塊FX2N-4A/D檢測到電壓在設定范圍內時，驅動KA4，使觸點KA4閉合，此時主電源狀態顯示燈HL1亮，說明此時A電源狀態良好，同時驅動KA5線圈，使觸點KA5閉合，允許電源A投入使用。而后KA5閉合時，使KM1得電，負載與電源A接通。其次，主電源輸入檢測回路（如圖1-2所示）中的常閉觸點KA5分別與發電機啟動控制回路中的延時繼電器線圈和備用電源檢測回路中的三相檢測回路相連接。目的是，如果主電源A狀態良好的話，那么常閉觸點KA5會得電斷開，同時發電機啟動控制回路中的延時繼電器線圈便不會得電，則不會啟動發電機；同時在備用電源檢測回路中的三相檢測回路也會由于KA5的作用，不會進行備用電源的輸入檢測，避免備用電源的誤動，從而實現控制系統的連鎖保護作用。

2.2 PLC型號的選擇

目前，可編程控制器產品種類繁多，同一廠家也常常推出幾個系列產品，這就需要用戶去選擇最合適自己要求的產品。一般選擇機型要以滿足系統功能需要為宗旨，不要盲目貪大求全，以免造成投資和設備資源的浪費。機型的選擇首先是可靠性過關的產品，其次可從以下幾個方面來考慮。

（1）輸入/輸出點

PLC平均的I/O點的價格還比較高，因此應該合理選用PLC的I/O點的數量，在滿足控制要求的前提下力爭使用的I/O點最少，但必須留有一定的裕量。通常I/O點數是根據被控對象的輸入、輸出信號的實際需要，再加上10%～15%的裕量來確定。

（2）根據輸出負載的特點選型？

不同負載對PLC的輸出方式有相應的要求。如，頻繁通斷的感性負載，應選擇晶體管或晶閘管輸出型的，而不應選用繼電器輸出型的。但繼電器輸出型的PLC有許多優點，如導通壓降小，有隔離作用，價格相對較便宜，承受瞬時過電壓和過電流的能力較強，其負載電壓靈活（可交流、可直流）而且電壓等級范圍大等。故動作不頻繁的交、直流負載可以選擇繼電器輸出型的PLC。

（3）對？PLC？結構形式的選擇？

PLC主要有整體式和模塊式兩種結構型式。整體式PLC的每一個I/O點的平均價格比模塊式的便宜，且體積相對較小，一般用于系統工藝過程較為固定的小型控制系統中；而模塊式PLC的功能擴展靈活方便，在I/O點數、輸入點數與輸出點數的比例、I/O模塊的種類等方面選擇余地大，且維修方便，一般于較復雜的控制系統。？

由以上幾個基本原則和對整天控制方案的分析可知輸入信號的觸點有KA1、KA2、KA3、KA6、KA7、KA8六個觸點，輸出信號的觸點有KA4、KA10、KM1、KM2、KM3、KM4六個觸點，查資料可知可選用FX2N-32MR基本單元，輸入和輸出點數分別為8個。

2.3 I/O口設計

控制狀態說明：當其三相任意相無缺相現象，且電壓的范圍在指定工作電壓的范圍之內，此時狀態指示燈HL1亮，在此情況下，即使電源B狀態良好，也會因為B電源控制回路觸點KM1斷開的作用使B電源不會投入使用而A電源正常工作。如果A電源出現故障時，即在A電源控制回路的KM1線圈則不會得電，則連接在B控制回路的觸點KM1不會動作，使B投入使用。此后，如果A電源恢復正常的話，A電源控制回路KM1線圈得電，使電源B斷開。

系統外部連線電路設計作為輸入信號的KA1、KA2、KA3、KA6、KA7、KA8分別接在PLC的X0～X6，作為輸出信號的KA4、KA10、KM1、KM2、KM3、KM4分別接在PLC的Y0～Y6，對應的接線如圖1-7所示。FX2N-4A/D在接受外部電路經降壓和整流的電壓信號后，轉換成相應的數字信號傳送到PLC中，PLC在經過相應的數字處理以實現電源的過壓與欠壓的檢測。

3 基于PLC雙電源開關控制系統軟件設計

3.1 流程圖設計

有主設計方案易知主電源檢測過程：PLC初始化判斷電源A的輸入是否缺相無缺相則進行電源A的過壓與欠壓檢測無過壓與欠壓現象主電源投入使用與負載接通。

備用電源的檢測過程：A有缺相或有過壓與欠壓現象時，經延時后確認無誤后起動發電機進行備用電源B的缺相檢測進行備用電源B的過壓與欠壓檢測無過壓與欠壓現象備用電源投入使用與負載接通。

3.2 梯形圖設計

三相缺相檢測采樣信號中，作為U1和U2的三相缺相檢測的開關量采樣信號的KA1-KA3和KA6-KA8，其常開觸點分別作用于PLC的輸入端的XO-X2、X3-X5。在PLC梯形圖程序中，輔助繼電器Y0作為三相電源U1的三相缺相檢測，其接通條件為常開輸入點XO、X1和 X2的“與”邏輯；同理，內部中間繼電器Y3作為三相電源U2的三相缺相檢測，其接通條件為常開輸入X3、X4和X5的“與”邏輯。

參考文獻：

[1]張運剛，宋小春，郭武強.從入門到精通-三菱FX2NPLC技術與應用[M].北京：人民郵電出版社，2009

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步驟：

1、關閉手機電源，用螺絲刀擰下倆個六角螺絲后，把手機的后蓋朝上輕輕一推，后蓋卸下。

2、接著拆下電池的固定螺絲，用撬棒把電池的接口從手機電池插座上撬起，再拉動塑料條。

3、接著裝上新電池，按照原有電池的固定方式插上插座、裝好螺絲，最后合上后蓋，裝好六角螺絲，即可。

（來源：文章屋網 ）

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當今開關電源大量的在各個領域應用，開關電源以效率高、體積小、重量輕等優點被人們稱道，但是開關電源產生的噪音也漸漸被大家所重視。由于噪音對電網的污染導致許多設備工作異常、甚至無法工作，所以對其噪音的抑制已經被逐漸關注，以致被提到一個很高的高度。本文就開關電源產生噪音的種類、噪音產生的方式、傳遞噪音的主要因素、噪音抑制的對策等進行了分析并提出相應的解決方法。本文由收集整理

1 噪音的種類

3 傳遞噪音的主要因素

傳遞噪音主要有以下四個方式：

（1）傳導噪音；（2）由電壓源通過寄生電容而產生的高頻泄漏電流產生的噪音；（3）由電壓源或電流源輻射的噪音；（4）由接地阻抗產生的噪音。

實際電子設備的噪音是通過上述幾個方面產生的，要解決它不是一件容易的事情。電子設備的噪音抑制方法和對策是通過試驗和分析查明產生噪音的原因，然后再逐個加以解決。

電子設備的噪音抑制方法和對策包括“抑制噪音源的對策”和“切斷噪音傳播途徑”兩個方面。開關電源的抑制噪音的對策也是這樣的。

4 開關電源的噪音對策

圖3電壓源是開關管v1、開關變壓器t1，整流二極管d1、d2和儲能電感l1；電流源為圖3表示的帶箭頭的環流，其中一個是變壓器初級和開關管v1組成的變壓器初級端電流源；另一個是變壓器次級和整流二極管d1、d2、儲能電感l1組成的變壓器次級端電流源。開關電源的輸入電纜和輸出電纜因為輻射傳遞開關噪音的緣故也成為噪音源。對具有輔助電源的設備，輔助電源也可成為噪音源。此外，控制電路脈沖的控制電路pwm也可成為噪音源。可以采取以下措施抑制噪音。

（1）降低電壓性噪音源

通常為解決散熱的問題開關管v1帶有散熱器（通常接地），故存在分布電容cs1；同樣，整流二極管d1、d2對外殼也存在分布電容cs2；開關變壓器t1的初級線圈和次級線圈間存在分布電容cs3。在開關電源開關器件（v1、t1、d1、d2）進行導通、關斷工作時，高頻電流通過分布電容導通，形成共模噪音源（見圖3）。

為了防止共模噪音，如圖4所示，可設置屏蔽來阻止這種高頻電流的泄漏。即在變壓器t1的初級裝有屏蔽層，并連接至初級側的靜電位；開關管v1外殼亦連接到初級側的靜電位。ti的次級裝有屏蔽層，也連接到次級側的靜電位。這樣使高頻電位基本上為0v，共模噪音源的干擾幅度可以被大幅度減小。

（2）降低電流性噪音

電流經過圖3實線所示回路產生的磁通將產生輻射噪音。解決的辦法是在pcb布板時應縮短電流回路的的路徑，對主電流回路的印制線盡量加粗，所圍面積盡量小，整流二極管d1、d2應選用具有快速恢復特性的肖特基二極管或快恢復二極管，開關管v1的開關速度不要取的太高。

（3）濾波器電路的構成

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    過電流保護電路

    在直流LED開關電源電路中,為了保護調整管在電路短路、電流增大時不被燒毀。其基本方法是,當輸出電流超過某一值時,調整管處于反向偏置狀態,從而截止,自動切斷電路電流。過電流保護電路由三極管BG2 和分壓電阻R4、R5組成。電路正常工作時,通過R4與R5的壓作用,使得BG2 的基極電位比發射極電位高,發射結承受反向電壓。于是BG2 處于截止狀態(相當于開路),對穩壓電路沒有影響。當電路短路時,輸出電壓為零,BG2 的發射極相當于接地,則BG2 處于飽和導通狀態(相當于短路),從而使調整管BG1 基極和發射極近于短路,而處于截止狀態,切斷電路電流,從而達到保護目的。

    過電壓保護電路

    直流LED開關電源中開關穩壓器的過電壓保護包括輸入過電壓保護和輸出過電壓保護。如果開關穩壓器所使用的未穩壓直流電源(諸如蓄電池和整流器)的電壓如果過高,將導致開關穩壓器不能正常工作,甚至損壞內部器件,因此LED開關電源中有必要使用輸入過電壓保護電路。當輸入直流電源的電壓高于穩壓二極管的擊穿電壓值時,穩壓管擊穿,有電流流過電阻R,使晶體管T導通,繼電器動作,常閉接點斷開,切斷輸入。輸入電源的極性保護電路可以跟輸入過電壓保護結合在一起,構成極性保護鑒別與過電壓保護電路。

    軟啟動保護電路

    開關穩壓電源的電路比較復雜,開關穩壓器的輸入端一般接有小電感、大電容的輸入濾波器。在開機瞬間,濾波電容器會流過很大的浪涌電流,這個浪涌電流可以為正常輸入電流的數倍。這樣大的浪涌電流會使普通電源開關的觸點或繼電器的觸點熔化,并使輸入保險絲熔斷。另外,浪涌電流也會損害電容器,使之壽命縮短,過早損壞。為此,開機時應該接入一個限流電阻,通過這個限流電阻來對電容器充電。為了不使該限流電阻消耗過多的功率,以致影響開關穩壓器的正常工作,而在開機暫態過程結束后,用一個繼電器自動短接它,使直流電源直接對開關穩壓器供電,這種電路稱之謂直流LED開關電源的“軟啟動”電路 。

    在電源接通瞬間,輸入電壓經整流橋(D1~D4)和限流電阻R1對電容器C充電,限制浪涌電流。當電容器C充電到約80%額定電壓時,逆變器正常工作。經主變壓器輔助繞組產生晶閘管的觸發信號,使晶閘管導通并短路限流電阻R1,LED開關電源處于正常運行狀態。

    過熱保護電路

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當前有許多不同的半導體器件，因此在為車載應用設計一款降壓或降壓模式轉換器時可能會用到廣泛的拓撲結構。本文對不同的拓撲結構進行了高層次的概述。

外部開關與集成開關

降壓轉換器解決方案中有許多集成開關和外部開關，后者通常被稱為步降或降壓控制器。這兩種開關具有明顯的優缺點，因此在兩種開關之間進行選擇時必須要考慮到其各自的優缺點。

許多集成開關都具有組件數量少的優點，這一優點使這些開關擁有較小的尺寸，可以用于許多低電流應用。由于其集成性，在表現出良好EMI性能的同時，它們均可以在高溫或其他外部可能出現的影響條件下得到保護。但是它們也有不足之處，即電流和散熱極限問題；而外部開關則提供了更大的靈活性，電流處理能力僅受外部FET選擇的限制。在負極側，外部開關需要更多的組件且必須得到保護，以免受到潛在問題的損壞。

為了處理更高的電流，開關也要更大些，這就使得集成更加昂貴，因為需要占用芯片更大的寶貴空間并且需要采用更大的封裝。另外功耗問題也是一個難題。因此，我們可以得出這樣的結論：對于較高的輸出電流(通常高于5A)而言，外部開關是上佳之選。

同步整流與異步整流

僅具有一個開關的異步或非同步整流器降壓轉換器在低位通路中需要一個續流二極管，而在具有兩個開關的同步整流器降壓轉換器中，第二個開關取代了上述續流二極管。與同步解決方案相比，異步整流器具有可提供較為便宜的解決方案的優點，但是其效率不是很高。

利用一個同步整流器拓撲，并把一個外部肖特基二極管與低位開關并聯將可以獲得最高的效率。相對于肖特基二極管，由于在“開啟”狀態下存在一個較低的壓降，因此這種低位開關的更高復雜度提高了效率。在停滯時間期間(兩個開關均處于關閉狀態)，與FET內部背柵二極管相比，外部肖特基二極管具有更低的壓降性能。

外部補償與內部補償

一般來說，采用外部開關的降壓控制器可提供外部補償，因為他們所適合的應用非常廣泛。外部補償有助于控制環路適應各種外部組件，如FET、電感以及輸出電容。

對于采用集成開關的轉換器而言，一般會同時用到外部補償和內部補償。內部補償實現了極快的工藝驗證周期以及較小的PCB解決方案尺寸。

內部補償的優勢可以概括為易于使用(因為只需要對輸出濾波器進行配置)、可進行快速設計，且組件數量較少，因此可提供低電流應用小尺寸解決方案。其缺點就是靈活性較差，且輸出濾波器必須服從于內部補償。而外部補償提供了更大的靈活性，可以根據所選的輸出濾波器對補償進行調整，同時，對于較大的電流而言，該補償可以是一個較小的解決方案，但是這種應用更為困難。

電流模式控制與電壓模式控制

在圖1所描述的拓撲結構中，仍然存在許多可以進一步差異化的方面。例如，調節環路的拓撲以及所使用的開關類型可以是不同的。

調節器本身可以以電壓模式或電流模式進行控制。在電壓模式控制時，輸出電壓為控制環路提供了主反饋，且前饋補償通常是通過使用輸入電壓作為一個次級控制環路來實施的，以增強瞬態響應行為；在電流模式控制時，電流為控制環路提供了主反饋。根據控制環路的不同，這一電流可以是輸入電流、電感電流或輸出電流。次級控制環路為輸出電壓。

電流模式控制具有可提供快速反饋環路響應的優點，但是要求具有斜率補償，需要開關噪聲濾波以進行電流測量，且在電流檢測分路上存在功率損耗。電壓模式控制不需要斜率補償，并且可提供具有前饋補償的快速的反饋環路響應，雖然在這里推薦使用瞬態響應增強性能，但是誤差放大電路可能要求更高的帶寬。

電流和電壓模式控制拓撲結構均適合于為了用于大多數應用進行的調整。在許多情況下，電流模式控制拓撲都要求有一個額外的電流環路檢測電阻器；具有集成前饋補償的電壓模式拓撲實現了幾乎相同的反饋環路響應，且無需電流環路檢測電阻器。此外，前饋補償還簡化了補償設計。許多單期的開發工作都是利用電壓模式控制拓撲來實現的。

開關、NMOSFET與PMOSFET

當前常用的開關均為增強型MOSFET，并且有許多步降/降壓轉換器和控制器都采用了NMOSFET和PMOSFET驅動器。與 PMOSFET相比，NMOSFET通常提供的性價比更高，該器件上的驅動電路也更為復雜。為了開關一個NMOSFET，需要一個比該器件輸入電壓更高的柵極電壓。諸如自舉或充電泵的技術必須是集成的，增加了成本，也降低了NMOSFET最初的成本優勢。

示例應用

這兩種應用方案中的主芯片為TI推出的TPs40200異步降壓控制器和TPS5410/20/30異步降壓轉換器，它們專門針對車載行業苛刻的要求和AEC Q100規范而開發。

TPS40200為一個外部PMOSFET提供集成的驅動器，從而提供了一款成本極低的解決方案。它具有一個異步整流器、外部補償和具有前饋補償功能的電壓模式控制。該拓撲允許通過選擇外部PMOSFET對輸出電流能力進行調整，與此同時，集成的電流限制功能實現了對外部PMOSFET的保護以防止出現過流。外部補償有助于適應電感和輸出電容器更寬范圍的設置。這就實現了成本和效率的進一步優化。

在圖3所示的設計方案中，TPS40200降壓轉換器在3.3V時可提供2A的電流，并實現90％以上的效率(在5V時，可實現94％的效率)。

在車載環境中，該組件所提供的重要特性包括：寬輸入電壓范圍(4V-52V)、寬工作溫度范圍(TJ為-40℃～+150℃)、與外部頻率同步的能力，以及可編程短路保護特性。

異步降壓轉換器TPS5410，20/30具有一個集成的NMOSFET開關、一個異步整流器，并提供了內部補償，以及具有前饋補償的電壓模式控制。

除了輸出濾波器以外，唯一必須的外部組件就是位于低位通道上的續流肖特基二極管。我們對集成補償與集成的NMOSFET進行了調整，以實現TPS5410高達1A的連續輸出電流、TPS5420 2A的電流以及TPS5430高達3A的電流。由于內部補償的采用以及較少的組件數量，該器件實現了非常短的工藝驗證周期以及非常小的PCB解決方案尺寸。

和TPS40200一樣，TPS5410/20/30也提供了重要的車載環境特性。由于采用了內部補償和電源開關，該器件具有寬的輸入電壓范圍(5V-36V)、寬的工作溫度范圍(TJ為-40℃～+150℃)、短路保護功能以及較少的組件數量。

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S600-CA01數字機電源控制簡述

S600-CA01數字機采用的是DM0265R電源控制芯片，屬于單片低功耗離線式開關電源集成電路，電源電壓輸出

控制方式為電流型脈寬調整（PWM）。該集成電路為8腳雙列直插式(8DIP)封裝，1腳為接地端，2腳為電源端，3腳為反饋輸入端，4腳為開關管極限電流調整端，5腳為啟動電壓接入端，6、7、8腳接內部場效應開關管的漏極。DM0265R內部集成了擊穿電壓為650V的“敏感型”場效應功率開關管、內部偏置電路、高壓啟動電流源、固定頻率振蕩器、軟啟動電路、脈沖前沿閉鎖電路、過壓保護電路、欠壓保護電路、過載保護電路、異常過流保護、過熱保護電路、自動重啟動電路等，具有適應市電范圍寬、效率高、功耗低、電磁輻射小、電路簡捷等優點，有19V、14V、5 V、3.3V四組電源輸出（具體見附圖）。

S600-CA01數字機開關電源電路原理圖

（該圖為筆者根據實物繪制，其中實際電路板上的IC604為誤標，實際元件是一電感線圈，應標為L640）

工作原理分析

220V交流市電經電源開關CN602和保險管F601送至抗干擾電路，濾除電網中的高頻干擾信號，同時對開關電源產生的干擾信號起抑制作用。經抗干擾電路處理的220V交流電經過D601-D604組成的橋式整流和C605濾波電路，得到約300V直流電壓。300V直流電壓一路經開關變壓器初級1-3繞組加至DM0265R的6、7、8腳內部的“敏感型”場效應功率開關管漏極。另一路經R607、R608加到DM0265R的5腳，通過內部高壓啟動電流源對2腳外接電容C607充電。隨著充電的進行，當2腳電壓上升到大于12V時，高壓電流源的供電自行切斷，DM0265R內部各功能電路開始正常工作，此時開關管進入正常開關狀態。電路起振后，改由開關變壓器4-5繞組產生的感應脈沖電壓經R605限流、D606整流及C607濾波后產生的約14V直流電壓為2腳供電。只要2腳電壓不低于8V，電路就將鎖定在正常工作狀態；當2腳電壓低于8V時，高壓啟動電流源的供電立即接通，為2腳外接電容C607充電；只有當2腳電壓回升到大于12V時，內部自動重啟動電路動作，實現電源的自動重啟動。由于DM0265R內部集成了高壓啟動電流源，因而無需外加啟動電路，大大簡化了電路。

電源正常工作后，開關變壓器次級各繞組產生高頻脈沖電壓，分別經過整流、濾波后輸出不同的電壓，為主板各單元電路提供工作電源。IC602（PC817）和IC603（TL431）等元件組成電壓取樣、穩壓電路，當因某種原因使輸出電壓升高時，取樣電壓比較放大器TL431的控制端3電壓也隨之升高，使TL431的1端電壓下降，光電耦合器IC2（PC817）內的發光二極管發光增強，光敏三極管導通增強而內阻減小，流經DM0265R的3腳電流增大。因DM0265R內部集成有電流型PWM（脈沖寬度調制）控制器，經過脈寬調整，使開關管導通時間變短，開關變壓器儲能減少，輸出電壓降低，從而達到穩定輸出電壓的目的。當輸出電壓降低時，穩壓控制與上述過程相反。

由DM0265R組成的開關電源具有多種完善的保護措施。當市電電壓升高或穩壓控制電路失控造成輸出電壓升高時，開關變壓器③-④繞組上的電壓也會升高，加至2腳的電壓隨之升高。當2腳電壓超過19V時，內部過壓保護電路啟動，實現過壓保護。當電源輸入電壓過低時，開關變壓器③-④繞組上感應脈沖電壓隨之下降，DM0265R的2腳電壓也相應降低。當2腳電壓低于8V時，內部欠壓保護電路啟動，起到欠壓保護作用。當電源過載時，DM0265R內部脈沖寬度控制器（PWM）輸入端電壓達到3V時，內部脈沖寬度控制器（PWM）輸入端被切斷，此時內部一個5μA電流源給DM0265R的3腳外接電容C608、C610充電。當C608、C610兩端電壓充到6V時，內部電路關閉電源開關管的激勵脈沖，實現過載保護。電源的過流保護電路以及電流取樣檢測電路均集成在DM0265R內部，當因某種原因致使流經DM0265R內部場效應開關管源極的電流增大時，DM0265R內部場效開關管源極取樣檢測電阻兩端壓降增大。當開關管源極電流增大到1.2A時，開關管源極取樣檢測電阻兩端電壓達到閥值電壓，內部電壓比較器動作，開關管的激勵脈沖被關閉，電源停止輸出。DM0265R內部還集成了過熱檢測器，當內部溫度達到140℃時，過熱保護電路動作，開關管的激勵脈沖被關閉，實現了過熱保護。此外，由R604、C606、D605組成消尖峰電路，吸收DM0265R內部開關管截止瞬間，開關變壓器初級繞組產生的尖峰脈沖，達到保護開關管的目的。

檢修思路

電源無輸出電壓。應先檢查保險管F601是否熔斷，如果保險管F601已熔斷，則應檢查電路中是否存在短路故障，重點檢查橋式整流電路中四只二極管和濾波電容C605、壓敏電阻VT601、電容C601有無短路現象，排除短路故障更換保險管后再通電試機。通電測C605兩端是否有300V電壓，如果C605兩端無300V電壓，則應檢查電源線、插座是否存在故障，抗干擾電路中電感線圈和熱敏電阻R601是否已開路。如C605兩端有300V電壓，則說明抗干擾、整流、濾波電路正常，只是主變換電路有故障而未啟動。此時，應先檢查DM0265R電路元件是否損壞（特別是R607、R608是否開路），如DM0265R電路元件未發現異常，再更換DM0265R（并檢查消尖峰電路元件R604、C606、D605是否正常）再試機。

各組電源輸出電壓普遍偏高或偏低或不穩定。此類故障多為電壓取樣、穩壓電路中元件異常所致，應檢查IC602（PC817）和IC603（TL431）及相關聯電路各元件有無損壞。

單路電源輸出電壓異常。某一路電源電壓不正常，直接檢查該支路整流二極管、濾波電容、電感等元件有無損壞。

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關鍵詞：繼電保護；開關電源；故障；改進對策

一、繼電保護用電源開關的工作原理

這種開關主要是由半導體功率器構成的，其在運作過程中就是將電源形態轉化為了另外一個形態，利用閉合電力控制方法，提高對于電路中電流的穩定輸出，同時確保各結構的安全，因此被成為開關電源。在開關電源實際工作過程中，當高壓電流進入到給裝置內，首先通過濾波器對電流進行過濾，然后利用整流電路將高壓交流電轉換為高壓直流電，并同時間這種直流電轉化為脈動直流電。其次，將轉化的電流傳導如變壓器內，降低電流的電壓，使其轉變為低壓直流電，進而保證電流在輸送過程中能夠更加安全和穩定。

二、繼電保護用開關電源的故障分類

（一）電源的輸送波動導致的開關停止工作。在電網的實際運行過程中，當向外部線路輸送的電流量瞬時過大時，就可能會引發繼電保護的開關電源出現瞬時故障，其開關電源停止工作。這種故障一般能夠簡單排除，只要保證將輸送電壓恢復增長，然后手動對電源進行斷電和連接的處理，就可以保證繼電保護用開關電源的正常運行。一般情況下，這種故障出現的情況有3種，其中當輸入的電流突然中斷了100-200毫秒的時間，然后電流輸送恢復正常，同時輸送的電壓沒有任何異常狀況，則繼電保護用開關電源發生故障無法工作；其次，如果運行過程中輸入的電壓無故中斷250毫秒左右，之后恢復正常輸送，則會導致正負24伏和5伏的主回路出現影響，主回路消失，導致繼電保護用開關電源無法進行正確識別，因而無法做出保護措施；另外，當電流和電壓的輸送過程中斷時間小于70毫秒，并且兩個主回路的輸出電壓保持正常，但是由于電路中未出現欠壓保護動作，因而繼電保護用開關電源對這種事故無法進行識別，出現故障。

（二）啟動電流過大引發過載。在我國電網的運行過程中，各輸電線路內的電壓一般保持在220伏特，額定的輸入電流量也不得超過130毫安，其產生的功率一般小于20瓦。在實際工作過程中，如果輸入的電流發生增大情況，則繼電保護用開關電源就會對供電狀態進行警告，并穩定輸入電流。在研究后發現，如果電網在啟動或運行過程中瞬間出現輸入電流量達到200毫安時，其穩定電流量就可以達到600毫安，就會產生較大的瞬間電流，而繼電保護用開關電源的安全輸出電流量為500毫安，使得開關電源在瞬間運行的過程中處于過載的環境中，對開關電源起到了一定的損傷，因而發生了故障。而這也是部分電網在設計和建造過程中的漏洞所在，其對于電網啟動中瞬間電流的控制裝置安裝不足，導致了事故的發生。

三、繼電保護用開關電源事故的處理措施

（一）對輸送波動的處理措施。為了解決輸送過程中電源波動造成的開關電源停止工作的事故，首先就必須要在繼電保護用開關電源上加裝一個電壓檢測裝置，并同時在開關電源的延時電容上加裝電子開關設備。這些裝置都是為了能夠更好地減弱開關電源在接受電壓波動輸送時產生的影響，只要輸入的電壓出現波動或小于一定的數值，電容上的電子開關變回閉合，使得延時電路能夠有效復位。同時，如果輸入輸電線路內的電壓發生升高的情況，則被電子開關保護的電源就會重新開始延時，這樣就使得電源在重啟后所產生的假信號被成功屏蔽，避免了開關電源的誤判，同時也避免了故障的發生。

（二）對過載事故的處理措施。開關電源的過載事故主要是由于輸電線路在啟動過程中所產生的瞬間電流過大，導致開關電源發生過載，損壞了電源的功能，因而發生無法正常工作的情況，對于這種事故的解決措施可以從啟動瞬間的電流和電壓特性入手。在電網輸送過程中，電力輸送的功率是已定的，無法對其進行改變，因此，想要降低過大輸入電流對開關電源造成的損傷，就必須要相對將輸出電壓適當增加，這樣就可以在保證功率的基礎上減小啟動時的瞬間輸入電流，從根本上保護開關電源的穩定工作。一般情況下，在實際工作中都會將開關電源的啟動電壓提高到130-140伏，這樣就能夠有效將啟動時的穩定電流減小到300毫安，而開關電源的允許通過電流量為500毫安，就不會產生過載故障。

結語：電網在運行過程中，對于電力輸送裝置的保護工作是非常重要的，而繼電保護裝置就是其中之一，其開關電源是否會能夠穩定工作關系著電流輸送的穩定性和安全性。因此，在對繼電保護用開關電源進行安裝和設計過程中，需要對每一個環節進行詳細考慮，同時根據可能出現的事故種類，設計相應的解決方案。

參考文獻：

篇8

關鍵詞：STC12C2052AD；DC-DC；PWM

中圖分類號：TN-9 文獻標識碼：A 文章編號：1009-3044（2013）04-0922-03

A Design of Switch Voltage Regulator Based on PWM

WANG Lei， LI Jian-min， LI Ping

（Information Science and Technology College， Chengdu University of Technology， Chengdu 610059， China）

Abstract： The thesis based on MCU and power technology，uses Boost DC chopper circuit as the DC-DC converter major part of the main circuit. The subject uses the STC12C2052AD as the main controller of the all-whole system， and it increases the sampling and feedback of the current and voltage of the main circuit to achieve over-current protection and closed-loop PWM control. In this paper， the hardware of system， selection， the realization of software control are described in detail. Design of low-power general-purpose switching power supply focus on MCU and power technology.

Key words： STC12C2052AD； DC-DC； PWM

隨著電子技術的發展，電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源。電源是各種電子設備必不可少的組成部分，其性能的優劣直接關系到電子設備的技術指標能否達到以及能否安全可靠的工作。

現有的電源主要由線性穩壓電源和開關穩壓電源兩大類組成。相對線性穩壓電源來說，開關穩壓電源的優點更能滿足現代電子設備的要求，開關電源的主要優點是：效率高，可靠性和穩定性好，體積小，重量輕，對供電電網電壓的波動不敏感，在電網電壓波動較大的情況下，任能維持較穩定的輸出[1]。開關電源一般采用PWM信號控制電源開關占空比，目前有很多的如TL494等專門的PWM控制芯片[5]和比較成熟的反饋電路設計但為了進一步降低電源輸出波紋，實現輸出可變并控制產品成本和體積。本設計中采用小封裝STC12C2052AD單片機完成PWM信號的產生、系統控制，A/D采樣等。實現了設計的數字化、小型化可應用于開關穩壓電源的設計。

1 系統結構

系統主要由電源整流部分、控制器、信號驅動模塊和升壓模塊組成，如圖1所示。系統輸入為220V，50Hz交流電壓，經電壓變換，整流濾波后得到18V的直流電壓，送入DC-DC變換電路，經濾波輸出直流。控制器完成電壓的AD變換并實現電壓值的外部設置和實時顯示，同時控制模塊輸出脈寬調制信號（PWM），從而控制Boost電路的輸出電壓[2，6-7]。該輸出電壓可在30～36V范圍內步進調節。最大輸出電流達2A。設計中DC-DC變換的核心電路采用經典的Boost升壓形式。

圖1 系統硬件總體框圖

2 系統硬件設計

2.1 MOS管驅動電路

由于單片機I/O口的驅動能力弱不足以驅動MOSFET，所以要增加專用的MOSFET電路。設計中采用采用美國IR公司推出的高壓浮動驅動集成模塊IR2110，從而減小了裝置的體積，降低了成本，提高了系統的可靠性[3-4]。IR2110是一款高低電平驅動器件具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達600V，在15V下靜態功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3Vcc，即功率器件的柵極驅動電壓）電壓范圍10～20V；其邏輯輸入電壓只需3.3～20V，可方便地與TTL或CMOS電平相匹配，輸出電壓最大可達20V，圖騰柱輸出驅動電流最大可達到2A；工作頻率高，可達100kHz；開通、關斷延遲小，分別為120ns和94ns；由于IR2110可同時驅動雙MOS管，因而系統只涉及一個MOS管，故只使用一路驅動即可。

2.2 STC12C2052AD控制器

系統中控制器不斷檢測電源的輸出電壓，根據電源輸出電壓與設定值之差，調整DA的輸出，控制PWM芯片，間接控制電源的工作。這種方式單片機已加入到電源的反饋環中，代替原來的比較放大環節。開關電源的控制芯片采用STC12C2052AD系列單片機，利用其內部PWM組件產生控制信號，經過放大后驅動boost升壓電路。STC系列單片機為單時鐘/機器周期（1T）的兼容8051內核單片機，是高速/低功耗的新一代8051單片機[8]。具有兩路PWM/PCA和8路8位精度的ADC，在本設計中充分利用這兩個功能來構成整個控制系統。

2.3 緩沖電路設計

當變換器的開關管在導通、截止后開關管的電壓和電流的乘積幾乎為零，但在導通和截止的變化過程中電壓和電流都具有一定的幅值。因此變換器就會在開關過程中產生開關損耗。通常，變換器的開關損耗中，關斷損耗比開通損耗大得多，因此大多數場合下只考慮關斷過程的緩沖即可。最簡單的緩沖電路就是附加緩沖電容，但在開關管導通時緩沖電容通過開關管放電，放電電流值非常大，開關關不能承受[9-10]。限制放電電流可串聯限流電阻但緩沖效果明顯變差，此時可將二級管并聯到電阻兩端以減小時間常數，這就是常用的RC-D緩沖電路，如圖2所示。

圖2 場管緩沖電路

為了有效的將開關管的開關應力轉移，緩沖電路作用的時間應大于開關管的電壓上升時間與電流下降時間之和，通常可以選擇為開關周期的1/100～1/200電容理論值大約為6.7nF。多次試驗顯示，保護吸收電路的電阻應取kΩ級，電容取nF級即可。

2.4 采樣電路設計

為了實現電壓的反饋控制和過流保護，系統需要增加采樣電路，采樣電路共分成兩部分：電壓采樣和電流采樣。因為單片機ADC的參考電壓為5V不能直接對輸出電壓進行變換，因此需要對輸出電壓分壓后再采樣。采用對輸出的1/10分壓，分壓電路用簡單的電阻分壓器即可。課題要求系統具有過流保護的功能，這就要對電流進行采樣，將電流變成電壓后也進行ADC變換。采樣電阻的選擇十分重要，要求噪聲小，溫度特性好，所以最好選擇低溫度系數的高精度采樣電阻。例如，錳銅線制成的電阻，溫度系數約5ppm/℃ 。另外，由于采樣電阻與負載串聯時流過采樣電阻的電流通常比較大，因而溫度也會隨之上升。另外采樣電阻阻值取大一點，對穩定度有好處，但會使系統效率下降，折中考慮取R=0.5[Ω]。

3 系統軟件設計

3.1 單片機控制算法

為了通過反饋調節控制信號實現穩壓，系統軟件設計中加入了PID控制算法，即單片機中將給定電壓值與采樣反饋電壓值比較，利用偏差的比例、積分、微分線性組合調整PWM信號的占空比，進而達到穩壓。常用的PID算法形式為：

[Uk=Kpek+Kiikei+Kdek-ek-1]

式中：[Kp]、[Ki]、[Kd]分別為比例系數、積分系數、微分系數；e（k）為偏差；u（k）為所需控制信號的調整值。為了簡化程序該系統設計選擇P算法（PID算法的一種簡單形式），即令[Ki]、[Kd]為零，只考慮比例系數。因此，系統穩壓控制的優劣取決于參數[Kd]。[Kp]越大，系統反應越靈敏，但[Kp]偏大會導致輸出振蕩大，調節時間延長。因STC單片機速度較快所以課題中[Kp]選擇不必太大，可實現預期穩壓功能即可。

3.2 控制程序設計流程

根據課題要實現的功能及要求，單片機軟件的控制部分程序的流程圖3所示。

圖3 控制流程圖

4 調試結果

測試當中輸入電壓為18V，開關管的控制脈沖（PWM波）頻率為104kHz，占空比50%，組裝時電容取1600μF，電感為820mH，電阻為30Ω。得到的電流電壓波形圖如4所示。可看出，在不考慮損耗時電壓可以升35V以上；在實際電路中因存在損耗，通過調整占空比達到了輸出電壓30～36V步進調整，最大輸出電流2A。

圖4 輸出電壓變化趨勢

改變電源的負載，對不同負載下的輸出電壓進行測試，數據如表1所示。

表1 負載調整率測試數據（U2=18V）

[輸出電流＼&空載＼&1KΩ＼&100Ω＼&30Ω＼&輸出電壓＼&36.0V＼&35.78V＼&35.5V＼&35.38V＼&]

負載調整率[SI]=（36.01-35.38）/36.01≈1.7%

對不同輸入電壓下的電流、電壓進行測試并計算出變換器的效率，測試結果如表2所示。

表2 變換器效率測試（不含單片機等控制電路）

[輸入

電壓[Ui]＼&輸入

電流[Ii]＼&輸出

電壓 Vo＼&輸出

電流[I0]＼&效率＼&21.9V＼&1.957＼&36.01V＼&1.056＼&88.7%＼&21.1V＼&2.898＼&35.86V＼&1.505＼&88.3%＼&]

5 結論

傳統的晶體管串聯調整穩壓電源雖具有穩定性好、輸出波紋小等優點，但體積大且笨重的工頻變壓器和濾波器和只有45%左右的電源效率等缺點不能滿足電源高效率、小型化、集成化、智能化的趨勢。而開關電源的效率可高達70%-95%，功耗小散熱器隨之減小。本設計增加了電源的數控功能利用Boost電路實現了系統設計的升壓轉換，采用單片機完成數字控制，軟件編程得到PWM信號，通過調整占空比實現輸出電壓數字調節，運用反饋算法實現可控的穩壓輸出。實驗表明各項指標滿足設計要求，適用于低成本、智能化的電源開發中，有廣闊的應用前景。

參考文獻：

[1] 康華光，陳大欽.電子技術基礎 模擬部分[M].北京：高等教育出版社，1999：443-478.

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[3] 張乃國.電源技術[M].北京：中國電力出版社，1998：56-57.

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[8] STC12C2052AD系列單片機器件手冊[Z].

篇9

在本地市面上，出現一種小霸王TDX-668B中九專用接收機，經認定很可能是一款山寨機，該機電源是以THX203H集成電路為核心的開關電源，筆者頭一次見到這類電源，在此暫不對小霸王TDX-668B是否為山寨機進行討論，只對該機開關電源電路原理進行分析。

THX203H是專為高性價比AC／DC轉換而設計的高性能電流模式PWM控制器，集成電路內部的啟動電路被設計成一種獨特的電流吸入方式，可利用功率開關管本身的放大作用完成啟動，顯著地降低了啟動電阻的功率消耗，在輸出功率較小時將自動降低工作頻率，從而實現了極低的待機功耗。THX203H內部還提供了完善的防過載、防飽和功能，可實時防范過載、變壓器飽和、輸出短路等異常狀況，提高了電源的可靠性。圖1為THX203H內部電路框圖，其引腳功能為：①腳(OB)接功率管基極，啟動電流輸入，外接啟動電阻，②腳(VCC)供電端，③腳(GND)接地端，④腳(CT)振蕩電容端，外接定日寸電容，⑤腳(FB)反饋端，⑥腳(IS)開關電流取樣與限制設定端，外接電源取樣電阻，⑦、⑧腳(OC)輸出端，接開關變壓器。圖2是根據實物繪制的小霸王TDX-668B中九專用接收機開關電源原理圖，下面對該電源電路原理作一簡要分析。

交流220V市電經電源開關SW、保險管F1送到由D1-D4組成的橋式整流電路整流、EC2濾波后，產生約300V的直流電壓，該電壓一路經開關變壓器T初級繞組①一②加到THX203H⑦、⑧腳(內部功率開關管的集電極)，另一路經啟動電阻R2加到THX203H①腳，在THX203H內部由功率管輸入啟動電流到VCC，當VCC電壓上升到8.8時，THX203H內部完成啟動過程，進入正常工作階段。這個初始的啟動電壓由啟動電阻提供，輸入的高電壓通過啟動電阻注入功率管的基極，放大的IC電流在THX203H內部經過限制電路對②腳(VCC)外接電容充電，從而形成啟動電壓。THX203H正常時VCC電壓應保持在4.8-9V之間，若VCC電壓下降到4.4V時振蕩器將進入關閉狀態，VCC電壓進一步降低到3.8V時THX203H即開始重新啟動。電源正常工作后，開關變壓器各次級繞組輸出高頻脈沖電壓，經各自整流濾波后輸出3.3V、15V、20V三組電壓，為主板各單元電路提供電源。

該機開關電源穩壓電路主要由1C1(THX203H)、光電耦合器IC2(PC81 7B)，精密可調基準三端穩壓器IC3(TL431)以及取樣電阻R11、R10、R13等組成，次級3.3V組電源作為穩壓調節的取樣電壓。當因某種原因導致輸出電壓升高時，R11與R10、R13分壓處的電壓值隨之升高，取樣電路把這一升高的變化量送到IC3(TL431)的控制端R，控制端R的電壓也會隨著升高，經其內部電路處理后使TL431的K端電壓下降，變化的電壓通過IC2(PC817B)反饋到ICI(THX203H)反饋端⑤腳(FB)，在FB電壓低于1.8V時，將使振蕩器振蕩周期加大，開關頻率下降，使輸出電壓降低，達到穩定輸出電壓的目的。當輸出電壓降低時，穩壓控制與上述過程相反。

小霸王TDX-668B中九專用接收機開關電源的過流、過熱、過壓和欠壓保護均由THX203H內部電路完成。THX203H具有逐周期電流限制功能，每個開關周期均對開關電流進行檢測，達到設定電流或防上限電流時即進入關周期。THX203H內部集成了精確的過溫度保護功能，當內部溫度達到140℃時，熱保護電路動作，將時鐘信號下拉，使開關頻率降低，開關頻率隨溫度的升高而降低，直至振蕩器關閉。THX203H內部具有帶遲滯的欠電壓保護功能，在THX203H正常工作8寸VCC電壓應保持在4.8-9V之間，若VCC電壓下降到4.4V時，振蕩器將進入關閉狀態；THX203 H內部VCC具有上限電壓比較器控制功能，若VCC電壓試圖大于9.6V時，則比較器動作，反饋電壓將被下拉。鎖定VCCA9.6V，達到過電壓限制作用。在THX203H外部的保護電路主要是由R4、C3、D5組成的消尖峰電路，吸收THX203H內部功率管截止瞬間開關變壓器初級繞組產生的尖峰脈沖電壓，保護THX203H內部的功率管不被過高的尖峰電壓擊穿。

篇10

關鍵詞:LCD;脈寬調制;開關電源;檢測;技法

中圖分類號:TN873文獻標識碼:A章編號:1009-3044(2010)03-748-02

Fault Detection and Maintenance of The LCD Display's Switching Power Based on SG6841

GAO Zi-li

(Xuzhou Radio&TV University, Xuzhou 221006, China)

Abstract: The LCD Display's switching power which is made up of SG6841 switching power driver is easily to break down when it works in a state of high frequency, high voltage boot or heavy current output. This article combines the working principle of the switching power circuit which formed by SG6841 and analyses and summarizes the fault detection and maintenance of the LCD display's switching power based on SG6841.

Key words: LCD; pulse width modulation(PWM); switching power; detection; technical skill

SG6841是一款高性能固定頻率電流模式控制器,屬于電流型單端PWM調制器,具有電路簡單、性能優良、電壓調整率好等優點,廣泛應用于LCD顯示器等電子設備中作開關電源驅動器件。在實際應用中該電路常易發生故障。加上控制電路和保護電路較復雜,且各部分電路互有牽連,這些都給電路故障的檢測帶來了一定的困難。現結合電路的工作特點,通過對電路要點的解析,來闡述SG6841所組成的LCD顯示器開關電源的檢測方法與維修技巧。

1 SG6841的電路結構和工作原理

1.1 SG6841的電路結構

SG6841其內部主要由高壓啟動電流源、振蕩器、基準電壓發生器、功率輸出、保護及欠壓鎖定等電路組成,結構框圖如圖1所示。

SG6841各引腳功能:

①腳GND:接地端。

②腳FB:穩壓反饋控制信號輸入端,外接 光耦用于控制PWM占空比實現穩壓。

③腳Vin:啟動電壓輸入端,SG6841開始工作必須在該端要提供一個啟動電壓。

④腳Ri:振蕩頻率設定端,外接時間常數元件R來并提供一個恒定的電流,改變電阻阻值將改變PWM的頻率。

⑤腳RT:保護電路輸入端,用于高壓保護。

⑥腳Sense:開關管電流檢測信號輸入端,當電壓達到閾值時芯片會停止輸出,實現過流保護。

⑦腳VDD:電源電壓端。

⑧腳GATE:開關管激勵脈沖輸出端,采用圖騰柱式輸出電路可直接驅動MOSEFT晶體管。

1.2 SG6841的工作原理

1.2.1 啟動振蕩電路

將300V直流電壓VCC經啟動電阻R1降壓后加到SG6841的引腳③Vin啟動電壓輸入端,并通過內部電阻對引腳⑦電源端外接電容充電,當VDD>16V時,啟動電源工作,啟動過程完成后反饋繞組感應電壓經二極管D1整流和電容C1濾波后為SG6841提供維持正常工作的VDD電壓。內部振蕩器振蕩產生鋸齒波脈沖電壓去觸發控制SG6841內部PWM電路,并產生矩形開關激勵脈沖,該脈沖經驅動放大后經引腳⑧輸出,去控制MOS管使其工作在開關狀態。其PWM頻率范圍為50KHz～100KHz。通過引腳④Ri端外接時間常數元件R2來并提供一個恒定的電流,改變電阻阻值將改變PWM的頻率。

1.2.2 穩壓控制電路

當輸出電壓升高時,通過電壓取樣和反饋回路去調節,該電路主要通過電阻、光電耦合器IC102和電壓調節器IC103。當采樣電壓在與基準電壓比較后,經誤差放大器放大,去控制光電耦合器,其輸出端接至SG6841的②腳FB端,經內部電路處理,去控制使SG6841的⑧腳輸出驅動脈沖的占空比變小,輸出電壓下降,電壓穩定。同樣,當輸出電壓降低時,使腳⑧腳出脈沖的占空比變大,輸出電壓上升,最終使輸出電壓穩定在設定值。可見,FB端電壓越高, Gate端輸出脈寬也越寬占空比增大;FB端電壓越低, Gate端輸出脈寬也越窄占空比變小,從而實現PWM控制,使輸出電壓穩定。

1.2.3 保護電路

該電路具有欠壓鎖定保護、過壓保護和開關管過流保護功能。

1) 欠壓鎖定保護

SG6841采用了欠壓鎖定電路,它的開啟電壓為16V,關閉電壓為10,當VDD16V時,比較器輸出為低電平,SG6841無法工作。當VDD升到16V時,欠壓鎖定器輸出為高電平,SG6841正常工作,同時MOS管導通,使比較器反向輸入端為10V。當VDD下降至10V時,欠壓鎖定器的輸出回到低電平,整個電路停止工作。SG6841的7腳端設置了一個32V的齊納二極管,保證內部電路絕對工作在32V以下,以防電壓過高損壞芯片。

2) 過壓保護

SG6841的⑤腳RT為保護電路輸入端,URT

3) 過流保護

電流通過輸出開關MOS管的源極串聯的取樣電阻Rs轉換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端⑥腳Sense開關管最大電流檢測信號輸入端監視,并與來自②腳的反饋控制信號FB端電平相比較。通常取樣電阻Rs為一小電阻。當負載短路或其它原因引起功率管電流增加,并使取樣電阻Rs上的電壓升高。當Sense端的電壓達到0.85V時,RS觸發器的R端輸入為低電平,從而Q非輸出低電平,SG6841即停止脈沖輸出,可以有效的保護功率管不受損壞,從而實現過流保護。

2 SG6841的電路關鍵點測試

2.1 啟動電路

300V直流電壓經啟動電阻降壓送至SG6841的引腳③啟動端,因為SG6841 內部設有欠壓鎖定電路 , 其開啟和關閉閾值分別為 16V 和 10V,即該腳啟動時電壓必須高于16V,當此腳電壓低于10V的時候停止工作,只有當電壓再次高于16V的時候才會再次工作。在電路中,引腳③啟動電路端通過兩個1MΩ的電阻接至300V DC輸出端,可在AC輸入90V～264V的范圍內實現SG6841的有效啟動。在SG6841正常工作后,其引腳⑦VDD電源電壓端必須提供10V～30V電壓為芯片供電。

該點為故障多發點, 當啟動電壓不正常時,一般為啟動電阻阻值變大或燒壞;或外部相關的元器件損壞,如濾波電容漏電等,如果經查均正常,則為SG6841損壞。

2.2 Sense電流檢測信號輸入端

引腳⑥Sense;為開關管最大電流檢測信號輸入端,當Sense端的電壓達到0.85V時,RS觸發器的R端輸入為低電平,從而Q非輸出低電平,SG6841即停止脈沖輸出,是電路停止工作。該檢測點為電流檢測控制點,當該點電壓升高時,應檢查相關檢測電路,判別是由于取樣電阻Rs阻值變化引起還是電流過大所造成的保護。改變Rs值即可改變其最大的輸出功率。該點電壓的變化可以有效的保護功率管不受損壞,從而實現過流保護。

2.3 RT保護電路輸入端

引腳⑤RT為保護電路輸入端,這時當URT

3 SG6841的電路故障檢測實例

例1優派VE710S液晶顯示器故障現象:黑屏。

分析與檢修:開機測輸出端電壓沒有輸出,判斷電源不正常,進一步檢查C805兩端有300V電壓,測IC801各腳的電壓,引腳⑤RT保護電路輸入端電壓異常,正常值應大于1V,這時只有0.5V,保護電路動作,測量Q803基極電壓偏高,使Q803導通,初步判斷故障是由電源電壓過高引起的電路保護,關機后用萬用表歐姆檔測Q803和D808穩壓管,經查正常,懷疑穩壓電路有問題,斷開D808使Q803截止,IC801引腳⑤保護解除,通電時要在交流電源輸入端接入交流調壓器并逐漸調高電壓,檢測電源輸出12V電壓是否正常,經查12V電壓不穩定,說明穩壓電路有故障,檢測IC803 TL431 REF端電壓為2.7V,比正常值略高,斷電檢測采樣電阻R824和R825其阻值也正常,試更換IC802光電耦合器,故障排除。該故障為光耦性能不良所造成電源不穩壓的故障,從而使電源保護電路動作,因此在維修時應注意各控制環路的作用,在斷開保護時應采用降壓供電的形式,查找出故障點,然后在恢復保護電路。

例2優派VE710S液晶顯示器故障現象:全無。

分析與檢修:開機全無,指示二極管不亮,說明電源未工作。測C805兩端無300V電壓,發現保險絲F901燒黑斷裂。測Q801擊穿,R811燒斷;檢查整個電源,尤其是與電源管Q801相連接的元器件要逐一檢查,并將損壞元件全部更換,另需注意的是,只要電源管損壞,一般SG6841都將損壞,所以也要一并更換,元器件更換后,開機后一切正常。

本故障是由于電源開關管Q801擊穿,導致R811、保險絲F901燒毀,并導致SG6841燒毀,主要電源開關管擊穿,都將更換SG6841,這樣可以防止再次引起大面積的元件燒毀。

例3AOC LM729液晶顯示器故障現象:黑屏。

分析與檢修:通電開機測量電源無輸出,初步判斷電源停振不工作造成,經查300V電壓正常,斷開電源,測量開關MOS管和發射極電阻阻值均正常。在通電測IC901 SG6841關鍵點電壓,引腳③啟動電路端經測量電壓只有4.6V,正常值應為16.5V,該點電壓偏低,檢查啟動電阻R906發現阻值變大,用1MΩ電阻將R906更換后,開機恢復正常。

參考文獻:

[1] 楊恒.開關電源典型設計實例精選[M].北京:中國電力出版社,2007.