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篇1

關鍵詞： 壓電陶瓷； 電容傳感器； 擴展卡爾曼濾波（EKF）； 容錯控制

中圖分類號： TN820.3?34 ；TP273+.5 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）21?0152?04

Fault tolerance control of capacitance transducer in

piezoelectric ceramic positioning system

GUO Jia?liang， LI Peng?zhi， LI Pei?yue

（State Key Laboratory of Applied Optics， Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， CAS， Changchun 130033， China）

Abstract： As the failure of capacitance transducer has a big impact on tracking accuracy of the piezoelectric ceramic positioning system， the methodology of using extended Kalman filter （EKF） to implement the fault tolerance control is investigated in this paper. Aiming at the sampling circuit failure and the power failure of the transducer， an EKF filtering formula of capacitance transducer under three?order trajectory planning algorithm is analysed. The method that the discrete iterative EKF algorithm is taken to replace the traditional method is introduced. Positioning control experiment is performed with the benchmark of the laser interferometer. The results indicate that the proposed method can achieve 0.7% maximum tracking errors， with the deviation of ±3.5 μm， in a stroke of 500 μm. The experimental results indicate that the fault tolerance control method based on EKF can the control error caused by transducer fault and increase the robustness of the piezoelectric ceramic positioning system.

Keywords： piezoelectric ceramic； capacitance transducer； extended Kalman filter； fault tolerance control

0 引 言

壓電陶瓷定位系統通常是由壓電陶瓷執行器作為驅動器及電容傳感器作為位移傳感器而構成的閉環定位系統[1]。由于壓電陶瓷定位系統具有高精度和高速度的特性，被廣泛地應用于光刻物鏡調節機構和干涉儀移相器等領域[2?3]。當這種閉環控制的反饋信號惟一依賴于電容傳感器測量值時，如果電容傳感器產生在線故障，未經過處理的故障信號會增大系統穩態誤差，嚴重時會造成系統不穩定[4?5]。

卡爾曼濾波是一種使用遞歸方法解決線性濾波問題的最優估計算法，可有效過濾掉隨機干擾，準確地恢復出原始信號[6]，在組合導航系統中，基于自適應卡爾曼濾波器的信息融合方法，可以有效增加系統的定位精度及魯棒性[7]；在多機器人協同控制中，擴展卡爾曼濾波（EKF）可以有效解決定位控制中非線性模型的預測問題[8]；由于不需要對非線性系統的狀態方程和觀測方程進行線性化，并且不需要計算狀態轉移矩陣的雅可比矩陣，無跡卡爾曼濾波（UKF）在飛行器軌跡跟蹤領域也有廣泛應用[9]；近年來，EKF在控制系統傳感器故障容錯控制領域得到廣泛應用，EKF是針對經典卡爾曼濾波方法的非線性化推廣，在永磁同步電機控制系統中，EKF可以根據電機的先驗狀態參數準確估計當前轉子位置，實現無傳感器電機控制[10]或者故障診斷[5]；在發動機故障診斷和容錯控制中EKF的應用也取得了一定的進展[11]。

本文首先對壓電陶瓷定位系統電容傳感器典型故障進行分析；其次，針對三階軌跡規劃算法，將位移軌跡作為被估計的過程，通過對被估計過程EKF濾波公式的分析，提出一種基于離散迭代的EKF算法以替代傳統非線性系統近似線性化的方法；最后，通過實驗對基于EKF的容錯控制方法的效果進行了驗證，結果表明該方法行之有效。

1 問題描述

光刻物鏡可調機構的壓電陶瓷定位系統如圖1所示，控制算法通過PC機端的Matlab/Simulink設計完成之后，通過RTW下載至目標機的xPC Target實時內核，目標機內置有NI公司的PCI?6229數據采集卡，xPC Target通過PCI?6229的D/A通道向驅動控制箱發送控制指令，驅動控制箱根據指令驅動壓電陶瓷執行器，并將讀回的電容傳感器測量數值傳送至PCI?6229的A/D通道，反饋給xPC Target。

如圖1所示，xPC Target目標機與驅動控制箱之間采用模擬信號連接，電容傳感器與驅動控制箱之間也采用模擬信號連接，相比于其他鏈路，這些模擬通道出現故障的概率更大。圖2是模擬通道典型故障的反饋值，在0.6～0.8 s之間電容傳感器第8個數據位出現故障、在1 s之后電容傳感器出現掉電故障。可見，故障時位移測量值與實際值出現較大偏差。因此，在將這些包括不準確值的測量值反饋至控制器之前，對其進行必要的容錯處理顯得尤為重要。

圖1 壓電陶瓷定位系統

2 擴展卡爾曼濾波

將壓電陶瓷定位系統的位移軌跡作為被估計的過程[X]，那么這個過程的狀態變量[xk]即表示[k]時刻的位移值，對于文獻[1]中應用于壓電陶瓷定位系統的三階軌跡規劃算法，這個過程[X]的狀態變量[xk]可以由以下離散差分方程描述：

[xk=xk-1+vk-1ts+ak-1t2s2+Jmt3s6] （1）

式中：[ts]為采樣周期；[Jm]為最大沖擊值常量；[ak-1，][vk-1，][xk-1]分別為[k-1]時刻加速度值、速度值、位移值。顯然[ak，][vk，][xk]均為時變參數，可見被估計過程的[X]是一個離散的非線性過程。

圖2 電容傳感器故障時位移測量值

針對離散非線性過程，卡爾曼濾波變形為如下離散的擴展卡爾曼濾波公式[6]：

[xk/k-1=xk-1+f（xk-1）?Ts] （2）

[Pkk-1=Φkk-1Pk-1Φkk-1T+Qk-1] （3）

[xk=xkk-1+Kk（yk-Hkxkk-1）] （4）

[Pk=Pkk-1-KkHkPkk-1] （5）

[Kk=Pkk-1HkT（HkPkk-1HkT+R）-1] （6）

在傳統的擴展卡爾曼濾波中，公式（2）中的[f（?）]是由非線性函數經過泰勒級數展開，截去高階項后得到的近似線性化函數。這種線性化的近似計算存在兩個方面的缺陷：一方面，需要通過大量的在線仿真或實驗才能獲得精度和速度相對較好的濾波系數[5]；另一方面，隨著遞歸算法的向前推移，泰勒級數高階項權重可能不斷增加，導致最終估計量誤差較大[6]。

為解決以上問題，將公式（1）改寫為公式（7）的形式：

[xk=xk-1+f（xk-1）ts] （7）

而公式（7）中的[f（?）]可以由公式（8）遞推求得[1]，公式（8）中各參數意義與公式（1）相同：

[f（xk）=vk+akts2+Jmt2s6vk=vk-1+ak-1ts+Jmt2s2ak=ak-1+Jmts] （8）

由公式（7）和公式（8）可見，在將壓電陶瓷定位系統的位移軌跡視作被估計過程[X]時，其擴展卡爾曼濾波公式（2）中的線性化函數[f（?）]同樣可以由三階軌跡規劃的遞推過程求得，避免了傳統的將非線性系統線性化的復雜計算過程。

離散擴展卡爾曼濾波式（2）～式（6）中其余參數的含義說明如表1所示。

至此，在三階軌跡規劃算法下，壓電陶瓷定位系統位移量的擴展卡爾曼濾波器可由圖3表示，其中，狀態預測對應公式（2），協方差預測對應公式（3），狀態校正對應公式（4），協方差校正對應公式（5），增益更新對應公式（6）。

表1 離散擴展卡爾曼濾波器參數表

[參數＼&參數含義＼&[xk/k-1]＼&[k]時刻基于[k-1]時刻的預測估計＼&[xk-1]＼&[k-1]時刻的最優估計＼&[Ts]＼&采樣周期＼&[Pkk-1]＼&[xk/k-1]的協方差＼&[Φkk-1]＼&轉移矩陣＼&[Pk-1]＼&[xk-1]的協方差＼&[Qk-1]＼&過程噪聲的協方差＼&[xk]＼&[k]時刻的最優估計＼&[Kk]＼&卡爾曼濾波增益＼&[yk]＼&觀測變量＼&[Hk]＼&為觀測增益＼&[Pk]＼&[xk]的協方差＼&[R]＼&觀測噪聲的協方差＼&]

圖3 擴展卡爾曼濾波器

3 實驗與分析

為了對如圖1所示的壓電陶瓷定位系統中位移的測量值和EKF估計值做出準確評價，實驗過程中使用Renishaw公司的XL?80型激光測長干涉儀作為測量基準，搭建了如圖4所示的實驗平臺。其中，執行器為Physik Instrumente公司的N?111型壓電陶瓷驅動器，傳感器為D?E30型電容傳感器。

實驗采用的控制方案如圖5所示，其中，擴展卡爾曼濾波器將電容傳感器信號濾波之后反饋至PID控制器，PID控制器根據此反饋信號和三階軌跡規劃的輸出信號，對壓電陶瓷執行器的控制量做出計算。

實驗中EKF濾波公式各參數賦值如下：采樣周期[Ts]與系統相同，為0.001 s；過程噪聲與N?111型壓電陶瓷執行器的定位精度相關，根據對N?111大量實驗數據的統計分析結果，過程噪聲方差[Qk-1]取值[5×10-4]；觀測變量[yk]為電容傳感器在線測量值，觀測噪聲與電容傳感器精度相關，經過對D?E30型電容傳感器大量實驗數據的統計分析結果，觀測噪聲方差[R]取值為[2.5×10-4]；觀測增益[Hk]取值為1，轉移矩陣[Φkk-1]由算式[Φkk-1=I+f（tk-1）Ts]在線求得；EKF的初始條件為[x0=0，][P0=1]。

圖4 壓電陶瓷定位系統實驗平臺

圖5 電容傳感器容錯控制方案

實驗過程中，當電容傳感器在0.6～0.8 s之間第8個數據位出現故障、在1 s之后出現掉電故障，干涉儀測量值與EKF的估計值結果如圖6所示，EKF估計值誤差的絕對值如圖7所示。

圖6 干涉儀測量值與EKF估計值

圖7 EKF估計值誤差絕對值

由圖6和圖7的實驗結果可知，當電容傳感器出現故障時，雖然EKF估計值的絕對誤差和方差均有所增加，但絕對誤差仍被控制在3.5 μm之內，相比于圖2中未加EKF時的結果，濾波效果顯著。對于壓電陶瓷定位系統而言，EKF可以有效實現對電容傳感器的容錯控制。

4 結 語

本文將壓電陶瓷定位系統位移軌跡作為被估計的過程，對其擴展卡爾曼濾波分析后，提出基于三階軌跡規劃離散迭代算法的擴展卡爾曼濾波方法，這種方法可以有效避免非線性系統近似線性化的截斷誤差，避免大量的尋優實驗。實驗結果表明所提出的EKF算法能夠準確地估計出壓電陶瓷定位系統的位移軌跡，實現了電容傳感器容錯控制，提高了控制系統的魯棒性。

參考文獻

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篇2

【關鍵詞】液晶顯示器基板；電磁兼容；電磁屏蔽技術；濾波技術

1.液晶顯示器基板的電路設計

液晶顯示器基板電路設計的第一步是明確電磁干擾（EMI）源，必須找出所有可能的EMI源并明確其影響大小。首先，屏蔽所有可能的EMI源，然后依次有選擇的暴露每一個潛在的干擾源，將干擾源的影響都量化出來，再采取相應的措施加以解決。消除EMI源的技術主要有：濾波、布局與布線、屏蔽、接地等技術。液晶顯示器基板主要功能模塊包括：液晶顯示模塊、電源模塊、驅動模塊（主要包括主驅動板和調諧器板）、視頻轉換模塊、寬溫工作電路以及按鍵模塊。一般液晶顯示模塊由生產廠商在生產前已經完成EMC的測試，所以在電路設計時，主要考慮電源模塊、驅動模塊（主要包括主驅動板和調諧器板）、寬溫工作電路、按鍵模塊等內容。

1.1電源模塊EMC設計

電源部分兩大主要功能就是實現驅動液晶屏的背光以及為其他模塊提供直流電源。液晶顯示器的電源部分采用的都是開關電源。針對開關電源的EMC問題，在設計時應采用以下主要措施：軟開關技術：開關器件開通/關斷時會產生浪涌電流和尖峰電壓，這是開關管產生電磁干擾及開關損耗的主要原因。軟開關技術是減小開關器件損耗和改善開關器件EMC特性的重要方法。該技術主要是使開關電源中的開關管在零電壓、零電流時進行開關轉換從而有效地抑制電磁干擾。調制頻率控制：電磁干擾是根據開關頻率變化的，干擾的能量集中在離散的開關頻率點上導致干擾強度大。通過將開關信號的能量調制分布在一個很寬的頻帶上，產生一系列離散邊頻帶，這樣就將干擾頻譜展開，干擾能量分布在離散頻帶上，從而降低開關頻率點上的電磁干擾強度。元器件布局與布線：將電源輸入信號和輸出信號相關聯的元器件都放置在相應的端口附近，以避免因耦合路徑而產生干擾。將相互關聯的元器件放在一起，避免走線過長帶來干擾。電源線濾波器：為滿足電磁兼容的要求，在液晶顯示器基板電源線上還要設計加裝電源線濾波器。濾波器可以把通過電源線上傳導的電磁干擾信號給予充分地抑制，或者說，它既能抑制液晶顯示器基板內部產生的電磁干擾外泄，同時又能抑制外界的干擾。屏蔽：電源部分的屏蔽尤其重要，如果電源部分的屏蔽不好，則會造成大的傳導干擾。并且由于電源的發熱很厲害，所以設計電源屏蔽罩一定要注意到散熱的問題。另外還要盡量避免信號線平行走線。如果無法避免，盡量加大線間距。或者在中間加一根地線，以減少相互之間的干擾。

1.2驅動模塊EMC設計

液晶顯示器的主驅動板主要包括：模擬信號部分，數字電路部分，DC-DC電源部分。元器件布局與布線：在布局上，要把模擬信號部分，數字電路部分，DC-DC電源部分這三部分合理地分開，使相互間的信號耦合為最小。而在器件布設方面，還是遵從相互有關的器件盡量靠近的原則，這樣可以獲得較好的降低干擾效果。接地：在印制板上，電源線和地線最重要。讓模擬電路和數字電路分別擁有自己的電源和地線通路。克服電磁干擾，最主要的手段就是接地。在液晶顯示器的驅動板上，主要將電源部分（DC-DC）的地和其它如解碼和主芯片處理的部分的地分開，以減少電源地對圖像顯示的干擾。晶振：數字電路中的時鐘電路是目前電子產品中主要的電磁干擾源之一，是EMC設計的主要內容。晶振的兩個腳都要加RC濾波電路.同時一定要將晶振的金屬外殼與印制板上的地連接起來。另外，晶振與芯片引腳盡量靠近，用地線把時鐘區隔離起來，放置一個局部地平面并且通過多個過孔與地線連接。電容去耦：利用電容去耦來降低電磁干擾。典型的去耦電容值是0.1μF。所以對于20MHz以上的噪聲，采用0.01μF的電容去耦。鐵氧體磁環濾波：在主板上的所有信號輸入端都加入磁環濾波。磁環專用于抑制信號線、電源線上的高頻噪聲和尖峰干擾，還具有吸收靜電脈沖的能力。它扮演高頻電阻的角色，即將高頻衰減掉。該器件允許直流信號通過，而濾除交流信號。

2.液晶顯示器基板的結構設計

液晶顯示器基板外殼的結構設計，很大程度地決定了顯示器電磁兼容性。一般來說，加固液晶顯示模塊的電磁兼容性較好，因此，液晶顯示器的電磁兼容結構設計首要是控制其內部的電磁輻射，該部分電磁輻射主要來自光學器件，電源、印制板上的干擾會通過顯示窗口向外電磁輻射。采用外殼屏蔽和縫隙屏蔽結合的方式可以實現對EMI的抑制。實現EMI屏蔽的有效方法是：首先從電源及信號源頭處降低干擾；通過屏蔽、鋁箔或接地將能夠產生干擾的電路隔離；同時增強敏感電路的抗干擾能力等。采取密封電磁屏蔽技術，在殼體結構上形成電磁封閉，使得外殼各部分之間具有良好的電磁接觸，以保證電磁的連續性，保證殼體無泄漏狀態，提高殼體的屏蔽效能。處理好通風孔、接縫、插槽、空間走線、散熱器接地等。外殼上的面板、前殼、中殼及后蓋等部分相互搭接處存在著接觸縫隙，這里把縫隙看成是電阻或者電容。殼體的連接部分也可以用導電性能良好的材料來屏蔽，需拆卸的部位可以用導電橡膠條壓緊來保證電磁連續性，永久連接處可以采用連續焊接接縫。液晶顯示器基板殼體屏蔽設計的另一個難點，在于設計和制造過程中不可避免會有孔隙，比如面板連線、穿越線纜、指示燈、液晶屏顯示窗口等都需要在屏蔽殼體上打孔，從而產生孔隙泄漏，大大降低了屏蔽效能。對于液晶顯示器的窗口采用鍍透明ITO導電膜玻璃或夾金屬絲網的屏蔽玻璃。

3.結語

液晶顯示器基板因應用范圍較廣，其所處的電磁環境具有隨機性、多樣性特點，所以在設計時，需要將功能設計與電磁兼容性設計及其它環境適應性設計結合起來，以提高設備的可靠性。通過采用上述電磁兼容設計方法，某型液晶顯示器基板順利通過了EMC測試，并未今后類似的設計提供了參考。

【參考文獻】

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篇3

摘　要：研究了SF6型高壓斷路器用陶瓷電容器的電極與引線之間的焊接技術，采用62Sn/36Pb/2Ag錫膏及相應的工藝措施，解決了以前用錫箔片焊接存在的工藝難控制、易堆錫、銀溶問題以及用環氧樹脂銀導電膠粘接存在的導電膠老化問題，獲得了工藝簡單且使焊接強度明顯提高的焊接方法。

關鍵詞：陶瓷電容器　引線　焊接　工藝

國內某高壓開關廠550 kV級SF6型高壓斷路器是我國“七五”至“八五”計劃的重要科研項目，為其配套的高壓陶瓷電容器以前均采用進口件，為降低成本，推進該電容器國產化，我廠經多年的研究，成功地開發了550kV級SF6型高壓斷路器用高壓陶瓷電容器。該電容器（外型見圖1）結構是在兩平行電極焊接φ18mm銅電極引線（簡稱引線），外涂絕緣漆，銅電極引線在電容器串聯裝配時起接觸導通作用，引線和電容器的焊接強度直接影響電容器的使用。在最初研制時，用錫焊把引線和銀電極連接，即在引線和銀電極間夾一層薄錫箔，然后加熱到230℃保溫30min使錫熔化，以達到焊接目的。此種方法因較難控制錫用量及錫熔化擴散方向，常因錫過量，結果在銀電極表面堆錫造成電容器裝配困難。另外，引線和電極間錫擴散不均造成引線部分虛焊，使焊接強度降低。過量的錫在高溫長時間熔解時造成銀溶入錫中，即“銀溶”現象，影響到電容器的電性能及焊接強度。

有人曾采用有機環氧樹脂加入導電性銀粉即導電膠，把引線和電極粘連的方法。此種方法雖暫時解決了堆錫，銀溶等問題，粘接的強度也暫時滿足了要求，但有機材料環氧樹脂隨著時間老化，使粘接的強度降低，引線在長期使用中存在潛在脫落的可能，從而使斷路器在運行中可能出現故障。

為解決這些問題，我們尋找一種材料，能適合片狀引線和電極之間的連接，強度高，工藝簡單，易控制材料用量，外形美觀，不影響電容器性能，通過反復試驗，選用62Sn/36Pb/2Ag糊狀錫膏焊接定位，并多次進行了試驗及性能測試。

篇4

電容技術

電容具有各種尺寸、額定電壓和其他特性，能夠滿足不同應用的具體要求。常用電介質材料包括油、紙、玻璃、空氣、云母、聚合物薄膜和金屬氧化物。每種電介質均具有特定屬性，決定其是否適合特定的應用。

在電壓調節器中，以下三大類電容通常用作電壓輸入和輸出旁路電容：多層陶瓷電容、固態鉭電解電容和鋁電解電容。

多層陶瓷電容

多層陶瓷電容(MLCC)不僅尺寸小，而且將低ESR、低ESL和寬工作溫度范圍特性融于一體，可以說是旁路電容的首選。不過，這類電容也并非完美無缺。根據電介質材料不同，電容值會隨著溫度、直流偏置和交流信號電壓動態變化。另外，電介質材料的壓電特性可將振動或機械沖擊轉換為交流噪聲電壓。大多數情況下，此類噪聲往往以微伏計，但在極端情況下，機械力可以產生毫伏級噪聲。

電壓控制振蕩器(VCO)、鎖相環(PLL)、RF功率放大器(PA)和其他模擬電路都對供電軌上的噪聲非常敏感。在VCO和PLL中，此類噪聲表現為相位噪聲；在RF PA中，表現為幅度調制；而在超聲、CT掃描以及處理低電平模擬信號的其他應用中，則表現為顯示偽像。盡管陶瓷電容存在上述缺陷，但由于尺寸小且成本低，因此幾乎在每種電子器件中都會用到。不過，當調節器用在噪聲敏感的應用中時，設計人員必須仔細評估這些副作用。

固態鉭電解電容

與陶瓷電容相比，固態鉭電容對溫度、偏置和振動效應的敏感度相對較低。新興一種固態鉭電容采用導電聚合物電解質，而非常見的二氧化錳電解質，其浪涌電流能力有所提高，而且無須電流限制電阻。此項技術的另一好處是ESR更低。固態鉭電容的電容值可以相對于溫度和偏置電壓保持穩定，因此選擇標準僅包括容差、工作溫度范圍內的降壓情況以及最大ESR。

導電聚合物鉭電容具有低ESR特性，成本高于陶瓷電容而且體積也略大，但對于不能忍受壓電效應噪聲的應用而言可能是唯一選擇。不過，鉭電容的漏電流要遠遠大于等值陶瓷電容，因此不適合一些低電流應用。

固態聚合物電解質技術的缺點是此類鉭電容對無鉛焊接過程中的高溫更為敏感，因此制造商通常會規定電容在焊接時不得超過3個焊接周期。組裝過程中若忽視此項要求，則可能導致長期穩定性問題。

鋁電解電容

傳統的鋁電解電容往往體積較大、ESR和ESL較高、漏電流相對較高且使用壽命有限(以數千小時計)。而OS-CON電容則采用有機半導體電解質和鋁箔陰極，以實現較低的ESR。這類電容雖然與固態聚合物鉭電容相關，但實際上要比鉭電容早10年或更久。由于不存在液態電解質逐漸變干的問題，OS-CON型電容的使用壽命要比傳統的鋁電解電容長。大多數電容的工作溫度上限為105℃，但現在OS-CON型電容可以在最高125℃的溫度范圍內工作。

雖然OS-CON型電容的性能要優于傳統的鋁電解電容，但是與陶瓷電容或固態聚合物鉭電容相比，往往體積更大且EsR更高。與固態聚合物鉭電容一樣，這類電容不受壓電效應影響，因此適合低噪聲應用。

為LDO電路選擇電容

1　輸出電容

低壓差調節器(LDO)可以與節省空間的小型陶瓷電容配合使用，但前提是這些電容具有低等效串聯電阻(ESR)；輸出電容的ESR會影響LDO控制環路的穩定性。為確保穩定性，建議采用至少1μF且ESR最大為1Ω的電容。

輸出電容還會影響調節器對負載電流變化的響應。控制環路的大信號帶寬有限，因此輸出電容必須提供快速瞬變所需的大多數負載電流。當負載電流以500mA／μs的速率從1mA變為200mA時，1μF電容無法提供足夠的電流，因而產生大約80mV的負載瞬態，如圖1所示。當電容增加到10μF時，負載瞬態會降至約70mV，如圖2所示。當輸出電容再次增加并達到20μF時，調節器控制環路可進行跟蹤，主動降低負載瞬態，如圖3所示。這些示例都采用線性調節器ADP151，其輸入和輸出電壓分別為5V和3.3V。

2　輸入旁路電容

在VIN和GND之間連接一個1μ“F電容可以降低電路對PCB布局的敏感性，特別是在長輸入走線或高信號源阻抗的情況下。如果輸出端上要求使用1μF以上的電容，則應增加輸入電容，使之與輸出電容匹配。

3　輸入和輸出電容特性

輸入和輸出電容必須滿足預期工作溫度和工作電壓下的最小電容要求。陶瓷電容可采用各種各樣的電介質制造，溫度和電壓不同，其特性也不相同。對于5V應用，建議采用電壓額定值為6.3～10V的X5R或X7R電介質。Y5V和Z5U電介質的溫度和直流偏置特性不佳，因此不適合與LDO一起使用。

圖4所示為采用0402封裝的1μF、10V X5R電容與偏置電壓之間的關系。電容的封裝尺寸和電壓額定值對其電壓穩定性影響極大。一般而言，封裝尺寸越大或電壓額定值越高，電壓穩定性也就越好。X5R電介質的溫度變化率在－40～+85℃溫度范圍內為±15％，與封裝或電壓額定值沒有函數關系。

要確定溫度、元件容差和電壓范圍內的最差情況下電容，可用溫度變化率和容差來調整標稱電容，見公式1。

CEFF＝CBIAS×(1-TVAR)×(1－TOL)　(1)

其中，CBIAS是工作電壓下的標稱電容；TVAR是溫度范圍內最差情況下的電容變化率(百分率)；TOL是最差情況下的元件容差(百分率)。

本例中，X5R電介質在40～+85℃范圍內的TVAR為15％；TOL為10％；CBIAS在1.8V時為0.94μF，如圖4所示。將這些值代入公式1，即可得出：

篇5

關鍵詞：LC 濾波器 大功率 陶瓷基板電容

中圖分類號：TN622 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2014）05-0086-02

在現代通信和電子對抗系統中，由于大功率發射機不可避免地會寄生一定功率的諧波信號，大功率濾波器用于接在發射機的輸出端對諧波信號進行抑制，從而改善各分系統之間的電磁兼容性，提高系統的整體性能。因為大功率濾波器對系統性能的影響起著舉足輕重的作用，所以研制一種損耗低、抑制性能好的大功率濾波器相當有必要。

本文所設計濾波器帶寬225MHz-500MHz，帶內損耗小于 0.2dB，回波損耗優于20dB，160MHz-710MHz之外抑制優于20dB，125MHz-880MHz之外優于40dB。當然要想提高抑制增加濾波器節數是有效的方法，但是節數越多體積越大，本文所選為7節濾波器。

1 帶通濾波器的仿真設計

濾波器設計的理論知識已眾所周知，本文不再過多討論。利用Ansoft Designer的理論模型設計225MHz-500MHz帶通濾波器。帶通濾波器的原理圖如圖1。

在電路設計中插入器件畫出電路圖，并引入變量對電感和電容值進行調諧，最后仿真結果如圖2。

得出仿真的電感和電容值后，按公式（1）、（2）計算出實際線圈和陶瓷基板的大小。

其中是平板表面積，代表平板間距，是真空中電導率值為8.85418×F/m，為相對真空中的介電常數；當

2 板材溫升的簡單計算

溫升的計算方法有熱阻法、熱容法、散熱面積法等多種方法，本文采用熱阻法簡單計算一下基板的溫升。

溫升（℃），熱阻（℃/），功耗（），為平板的厚度（），為平板垂直于熱流方向的截面積（），為平板材料的熱導率（）。

濾波器的承受功率是2000瓦，損耗小于0.2dB，AL2O3陶瓷的熱傳導率是29.3，聚四氟乙烯的熱傳導率是0.27。假設以熱損耗是100瓦，按公式（3）、（4）進行計算，AL2O3陶瓷基板的溫升在5℃左右，而聚四氟乙烯板的溫升在500℃左右。當然，散熱方式包括傳導和輻射，即使50%的熱量通過輻射的方式散出去，聚四氟乙烯板的溫升也有250℃左右，對于此濾波器來說聚四氟乙烯板是絕對不適用的。本文只是粗略估算一下板材的溫升，計算并不是很準確。

3 帶通濾波器的測試

調試完成后的帶通濾波器實物圖如圖3。

帶通濾波器用矢量網絡分析儀測試通帶、抑制、回波的小信號，結果如圖4。

此濾波器不僅進行了常溫功率試驗，在高低溫-10℃和+55℃時承受2000瓦功率工作狀態依然穩定。

4 設計中的一些細節

帶通濾波器在設計時選用了理想模型，電感和電容按理論值所制作出的濾波器頻率會稍有偏差，需要對電感和電容做細微的調整。

繞制電感線圈時，銅線如果選用太細散熱效果不好，選用太粗濾波器的體積較大，在設計中要選用適當粗細的銅線。

電容在選擇時，通路電容按就近檔容值選用ATC10E型高耐壓值陶瓷電容，對地電容選用AL2O3陶瓷基板電容，以利于濾波器散熱。

陶瓷基板在焊接到金屬底板上時，如果兩種材質的熱膨脹系數相差較大，最好選用中間膨脹系數材質的金屬做墊板，以提高環境適應性。

5 結語

本文所設計的LC大功率濾波器在損耗、回波、抑制、功率容量等各方面的指標都比較好，大幅提高了LC濾波器的功率容量。而且本設計方案適用于所有使用LC濾波器的頻段，能夠很好的滿足大功率發射機的工程使用需求。

參考文獻

[1]Joseph F.White.射頻與微波工程實踐導論[M].北京：電子工業出版社，2009.

[2]Reinhold Ludwig，Pavel Bretchko.射頻電路設計-理論與應用[M].北京：電子工業出版社，2002.

篇6

表示LDO輸出噪聲的方法

有三種方法可表示LDO的輸出噪聲。

?在一定頻率范圍內，輸出電壓噪聲的均方值(RMS)。

?在一定頻率范圍(10Hz～100kHz)內，輸出電壓噪聲的峰峰值(見圖1)。圖中所示為SGM2007(Vout=3．0V，Cout=10μF，Cbp=0．1μF，Iload=10mA)在10Hz～100kHz內的噪聲輸出峰峰值。

本文所討論的噪聲都是在一定頻率范圍內，如10Hz～100kHz。一般的LDO輸出噪聲在10Hz～20MHz內還是比較大的(見圖2)。

一般輸出電壓噪聲的峰峰值在一定頻率范圍內為均方值(RMS)的6．6倍，這就為客戶在具體頻率下的應用提供了很好的參考。

?在某一頻率點，輸出電壓的噪聲密度值。

產生噪聲的原因

LDO主要包括了啟動電路、恒流源偏置單元、使能電路、調整元件、基準源、誤差放大器、反饋電阻網絡和保護電路等。它的基本工作原理是：系統加電，如果使能腳處于高電平時，電路開始啟動。恒流源電路給整個電路提供偏置，基準源電壓快速建立，輸出隨著輸入不斷上升。當輸出即將達到規定值時，由反饋網絡得到的輸出反饋電壓也接近于基準電壓值，此時誤差放大器將輸出反饋電壓和基準電壓之間的誤差進行放大，再經調整管放大到輸出，從而形成負反饋，保證了輸出電壓穩定在規定值。同理，如果輸入電壓變化或輸出電流變化，閉環回路將使輸出電壓保持不變，即：

Vout=(RI+R2)／R2×Vref(1)

LDO的輸出噪聲受其內部設計和外部旁路、補償電路的影響。圖3是LDO的簡單結構框圖。由圖可知，LDO輸出噪聲的主要來源是基準電路(VoltageReference)模塊，其產生的基準噪聲在輸出端被放大。此外，影響LDO輸出噪聲的其他因素還有：LDO內部放大器的極點、零點和輸出極點，外部輸出電容的容值和輸出電容的等效串聯電阻(ESR)值，以及負載值。

降低輸出噪聲的方法

?BP端加旁路電容

為降低基準噪聲，需要在基準的輸出端增加一路低通濾波器，濾波器可以集成在LDO內部或由外部電路實現。但內置濾波器占用了較大的管芯尺寸，增加了芯片的設計和生產成本。為此，有些低噪聲LDO芯片只是提供一個基準的引腳BP(By-pass)，用于連接基準旁路電容。

連接基準旁路電容可降低基準噪聲，使基準噪聲成為產生LDO輸出噪聲的次要因素。建議使用典型值為470pF～0．01μF的陶瓷電容，也可使用此范圍以外的電容，但會對輸入電源上電時LDO輸出電壓上升的速度產生影響。旁路電容值越大，輸出電壓上升速率越慢。在使用時要注意這點。

圖4為旁路電容對SG2001輸出噪聲的影響。由圖可見，隨著旁路電容的增大，輸出噪聲也會有一定程度的減少。

?減小LDO的負載電流。

負載電流也會在一定程度上影響LD0的輸出噪聲。圖5為負載電流對SGM2007輸出噪聲影響。由圖可見，隨著負載電流的增大，輸出噪聲也會有一定的增加。為了減小負載電流對LDO輸出噪聲的影響，要盡量選擇輸出電流大的LDO。

?增大LDO的輸出電容

篇7

【關鍵詞】 LDO 穩壓器 單片機 復位 ESR

1 引言

LDO穩壓器具有小型化、低壓差、低輸出噪聲的諸多優點。但在使用過程中有許多需要注意的事項，如果忽略了這些條件將會導致穩壓器工作不穩定，甚至發生振蕩。筆者在工程實踐中遇到過由于LDO工作不穩定從而造成單片機上電復位有時正常有時不正常的情況。通過分析查明原因，通過增大輸出電容值解決了故障。

2 關于LDO穩壓器的說明

LDO對輸入電容的要求：（1）容值要大于某個值，對與LP2985來說要大于1uF；（2）輸入無需考慮電容的ESR值的影響；（3）輸入使用坦電解電容時一定考慮到浪涌電流的影響，選擇電容時要留有一定的裕量（一倍），因為坦電解電容在浪涌電流沖擊下會失效，導致輸入容值不能滿足要求；（4）輸入端使用陶瓷電容時一定要考慮溫度對陶瓷電容容值的影響，根據手冊留足裕量，或者選用受溫度影響較小的陶瓷電容。

LDO對輸出電容的要求：

LDO穩壓塊原理上利用的負反饋，由于體積很小所以需要通過外接電容的ESR（等效串連電阻）來補償半邊的零點。這個值太大太小都不行。穩定區間又被稱為“穩定區間”，輸出電容值超出這一區間將會導致穩壓塊不穩定甚至振蕩。注意低溫時坦電解電容的ESR值會增大。圖1和圖2給出了常見的兩種LDO穩壓器LP2985和TPS76333的“穩定區間”。表1給出了常用電容的ESR值。

Bypass腳的電容對電源上升時間的影響：

以LP2985為例，給出如圖3、圖4兩張圖。可見不同容值的旁路電容對電源的上升時間影響很大。

3 關于單片機復位的說明

以常見的AVR單片機ATmega8為例，它有4個復位源：

1.上電復位：電源電壓低于上電復位門限VPOT時，單片機復位；

2.外部復位：Reset引腳上的低電平持續時間大于最小脈沖寬度時MCU復位；

3.看門狗復位：看門狗使能并且看門狗定時器溢出時復位發生；

4.掉電檢測復位：掉電檢測復位功能使能，且電源電壓低于掉電檢測復位門限VBOT時，MCU復位。

AVR單片機可通過融絲位來設置復位延時時間，但最長的復位延時時間為65ms，如果送給單片機電源的上升時間（在1.3V～2.7V之間）比65ms還長就會導致單片機復位異常，復位不正常的單片機跑任何程序都會有問題。解決的方法就是減小電源的上升時間。

AVR單片機復位時所有的I/O寄存器都被設置為初始值，程序從復位向量處開始執行。復位向量處的指令必須是絕對跳轉到復位處理例程。如果程序永遠不利用中斷功能，中斷向量可以由一般的程序代碼所覆蓋。這個處理方法同樣適用于當復位向量位于應用程序區，中斷向量位于Boot區或者反過來的時候。

復位源有效時I/O端口立即復位為初始值。此時不要求任何時鐘處于正常運行狀態。所有的復位信號消失之后，芯片內部的一個延遲計數器被激活，將內部復位的時間延長。這種處理方式使得在MCU正常工作之前有一定的時間讓電源達到穩定的電平。延遲計數器的溢出時間通過熔絲位SUT與CKSEL設定。

所有的延時信號消失后，芯片內的internal reset信號被激活，將內部復位信號的時間延長，這種工作方式使得MCU正常工作前留一定的時間使電源電壓保持穩定，延時的時間可以通過融絲位中的SUT和CKSEL來設置，但最大的延時時間不超過64ms，如果電源在64ms后仍然沒有上升到正常的值（≥2.7V），將會導致程序工作不正常，即便是在程序中增加延時也不能完全解決問題，因為延時本身也是一段程序，電壓不正常可能會導致延時也不正常，從而產生不可預料的結果。

4 結束語

通過對LDO穩壓器特性和AVR單片機復位的分析，筆者在電路設計中通過增大輸出電容值使LDO穩壓器工作穩定，從而減小電源的上升時間，達到單片機上電復位正常，解決了穩壓器工作不穩定，甚至發生振蕩，造成單片機上電復位有時正常有時不正常的問題。

參考文獻

[1]馬潮，詹衛前，耿德根.ATmega8原理及應用手冊[M].清華大學出版社，2003.

[2]Texas Instruments Incorporated，TPS76330 Data Sheet，Texas Instruments，2000.

[3]National Semiconductor Corporation，LP2985 Data Sheet，National Semiconductor Corporation 1999.

作者單位

1.中國電子科技集團公司第五十四研究所 河北省石家莊市 050081

篇8

NPO（CG）：I類電介質，溫度補償式，電氣特性最穩定，基本上不隨溫度、電壓、時間的改變而改變。屬超穩定、低損耗的電容材料型，造用于對穩定性、可靠性要求較高的高頻、特高頻、甚高頻的場合。要注意所選電容器的溫度—時間曲線應當與被補償的繞組或其它元件的溫度—時間曲線正好相反。

X7R（2XI）：Ⅱ類電介質，電氣特性較穩定，溫度、電壓、時間特性變化不顯著。屬穩定型電容材料類型，適用于隔直、耦合、旁路、濾波電路及可靠性要求較高的中、低頻場合。

Y5V（2F4），Z5U（2E6）：Ⅲ類電介質，具有很高的介電常數，廣泛用于對容量、損耗要求不高的場合。

低頻瓷介電容器易被脈沖電壓擊穿，其耐熱性能較差，若焊接溫度過高可能損壞密封或使電極與引出線的連接不良，溫度突變可能使密封或介質破損。銀電極電容器不應在潮濕的環境下儲存，應防止外殼受潮而使銀離子遷移，引起電容器短路。金屬化電容器不適合在較大的脈沖電流電路中工作。陶瓷電容器盡量不要用音響設備的電路中。

滌綸電容器一般使用在低頻電路中。聚碳酸脂薄膜電容器可在125℃高溫電路中工作。聚苯乙烯電容器。適合于要求RC時間常數大的電路中使用（特別適合音響電路），但耐溫性能差，只適合在65℃以下的工作環境中使用。同時具有低電平工作開路缺點，所以實際使用電壓，不應低于額定工作電壓85%的值。

玻璃和云母電容器用于要求電容器較小、品質系數高以及對溫度、頻率和穩定性好的電路中。它們可作高頻耩和旁路，或在調諧電路中作固定電容器元件。安們具有高的絕緣電阻、低功耗系數、低電感和優良的穩定性等特性，特別適合于高頻應用。因此，在脈沖電路中，建議使用云母，聚丙烯電容。從性能價格上考慮，應優先選用云母電容器，但是云母容器因云母片資源少，國內生產廠家已經很少了。

篇9

    1)      電荷泵的種類

•  開關式調整器升壓泵 (圖1.a)

•  無調整電容式電荷泵(圖1.b)

•  可調整電容式電荷泵(圖1.c)

三個電路的工作過程均為：首先貯存能量，然后以受控方式釋放能量，以獲得所需的輸出電壓。開關式調整器升壓泵采用電感器來貯存能量，而電荷泵采用電容器。

 

1)      電荷泵的工作原理

電容式電荷泵通過開關陣列和振蕩器、邏輯電路、比較控制器實現電壓提升，采用電容器來貯存能量。電荷泵是無須電感的，但需要外部電容器。工作于較高的頻率，因此可使用小型陶瓷電容(1μF)，使空間占用最小，使用成本低。電荷泵僅用外部電容即可提供±2倍的輸出電壓。其損耗主要來自電容器的ESR(等效串聯電阻)和內部開關晶體管的RDS（ON）。電荷泵轉換器不使用電感，因此其輻射EMI可以忽略。輸入端噪聲可用一只小型電容濾除。它

    輸出電壓是工廠生產精密予置的,調整能力是通過后端片上線性調整器實現的，因此電荷泵在設計時可按需要增加電荷泵的開關級數，以便為后端調整器提供足夠的活動空間。電荷泵十分適用于便攜式應用產品的設計。從電容式電荷泵內部結構來看,它實際上是一個片上系統(圖2)。

 

1)      電荷泵選用要點

作為一個設計工程師選用電荷泵時必然會考慮以下幾個要素：

• 轉換效率要高

  無調整電容式電荷泵        90%

  可調整電容式電荷泵        85%

  開關式調整器              83%                   

• 靜態電流要小，可以更省電；

• 輸入電壓要低，盡可能利用電池的潛能；

• 噪音要小，對手機的整體電路無干擾；

• 功能集成度要高，提高單位面積的使用效率，使手機設計的更小巧；

• 足夠的輸出調整能力，電荷泵不會因工作在滿負荷狀態而發燙；

• 封裝尺寸小是手持產品普遍要求；

• 按裝成本低，包括周邊電路少占PCB板面積小，走線少而簡單；

• 具有關閉控制端，可在長時間待機狀態下關閉電荷泵，使供電電流消耗近乎為0。

 

2)      幾種不同的電荷泵

• 輸出并聯穩壓供電，周邊零件少，走線簡單，轉換效率高的AAT3110（圖3）

 

 • 輸出供電需要單獨走線的LM2794（圖.4）

 

• 恒流輸出串聯供電的LT1932（圖.5)

 

1)      AAT3110電荷泵的性能

   AAT3110微功率升壓電荷泵是美國研諾邏輯科技有限公司（AATI）開發的微功率開關電容器電壓提升轉換器，它可以提供一個穩定的5V輸出，應用時沒有其它升壓泵運作所必需的電感器，周邊只使用三個小的陶瓷電容器，它能輸出100mA電流。它可以驅動4-5個白色或藍色LED，以滿足彩色LCD背光的應用。

AAT3110的特點是非常低的靜態電流和高的轉換效率，負載范圍大，是電池電源應用的理想器件。AAT3110工作在電壓升壓狀態，在750KHz高頻運作，使用脈沖跳躍技術，從變化的輸入電壓中提供一個穩定輸出電壓。輸入電壓范圍2.7V-5.5V，輸出穩定的5V電壓，轉換效率達90%以上，，輸出紋波大大小于同類產品，ESD大于2KV，具有短路保護、過溫保護功能，AAT3110自身功耗甚微僅13uA，在停機狀態下耗用電流小于1uA。AAT3110與其它公司同類產品相比輸出電流大、紋波小、價格低（圖.6），實際應用時對LED并聯供電（圖.7）走線少，使用方便，因而工藝成本低，周邊電路不使用電感器件，無EMI輻射。

 

AAT3110主要技術參數：

•  工作電壓： Vin=2.7-5.5V

•  輸出電壓： Vout=5.0V/100mA

•  靜態電流： Iq=13uA  

•  停機狀態電流： ISHDN=1uA

•  工作效率： 90%以上，

•  工作頻率： 750KHz

•  封    裝： SOT23-6    SC70JW-8

   AAT3110采用6腳SOT-23和8腳SC70JW小尺寸封裝，適用于表面貼裝，在PCB板上所占空間很小。SC70JW是AATI專利超小8個腳封裝，晶片占空比達42%，占用PCB面積僅4.2平方毫米，芯片抬起按裝可利應空氣受熱自然流動散熱和多3個腳接地可充分利用PCB散熱。

 

篇10

LCM內部結構

STN-LCD彩屏模塊的內部結構如圖1所示，它的上部是一塊由偏光片、玻璃、液晶組成的LCD屏，其下是白光LED和背光板，還包括LCD的驅動IC，和給LCD驅動IC提供一個穩定電源的低壓差穩壓器（LDO），二到八顆白光LED，LED驅動的升壓穩壓IC。

LCM電路結構

STN-LCD彩屏模塊的電路結構如圖2所示，外來電源Vcc經LDO降壓穩壓，向LCD驅動IC如三星的S6B33BOA提供工作電壓，驅動彩色STN-LCD的液晶顯示圖形和文字；外來電源Vcc經電荷泵升壓穩壓，向白光LED如99-21UWC提供恒定的恒壓、恒流電源，LED的白光經背光板反射，使LCD液晶的65K色彩充分表現出來，LED的亮度直接影響LCD色彩的靚麗程度。

LCM主要光電器件

l Colour STN-LCD

l LCD Driver ： S6B33BOA

l LCD Driver LDO ：AAT3221-2.8V  AAT3221-3.0V

l White LED ： 99-21UWC/TR8 99-215UWC/TR8

l LED Driver ： AAT3110  AAT3113  AAT3123  AAT3134 NCP5007   NCP5008/9

l Backlight Board

LCD

LCD液晶顯示器是英文Liquid Crystal Display的簡稱，LCD屬于平面顯示器的一種，依驅動方式來分類可分為靜態驅動（Static）、單純矩陣驅動（Simple Matrix）以及主動矩陣驅動（Active Matrix）三種。其中，被動矩陣型又可分為扭轉式向列型（Twisted Nematic；TN）、超扭轉式向列型（Super Twisted Nematic；STN）及其它被動矩陣驅動液晶顯示器；而主動矩陣型大致可區分為薄膜式晶體管型（Thin Film Transistor；TFT）及二端子二極管型（Metal/Insulator/Metal；MIM）二種方式。TN、STN及TFT型液晶顯示器因其利用液晶分子扭轉原理之不同，在視角、彩色、對比及動畫顯示品質上有高低層次之差別，使其在產品的應用范圍分類亦有明顯區隔。以目前液晶顯示技術所應用的范圍以及層次而言，主動式矩陣驅動技術是以薄膜式晶體管型（TFT）為主流，多應用于筆記本電腦及動畫、影像處理產品。而單純矩陣驅動技術目前則以扭轉向列（TN）、以及超扭轉向列（STN）為主，STN液晶顯示器經由彩色濾光片（color filter），可以分別顯示紅、綠、藍三原色，再經由三原色比例之調和，可以顯示出全彩模式的真彩色。目前彩色STN-LCD的應用多以手機、PDA、數碼相機和視屏游戲機消費性產品以及文書處理器為主。

LCD驅動IC

LCD驅動IC多選用日立、三星公司產品，如三星公司的S6B33BOA是一顆具有很好性能/價格比的65K色彩飽和度的STN-LCD驅動IC。

由于手機、PDA、數碼相機和視屏游戲機消費性產品都是以電池為電源的，隨著使用時間的增長，電源電壓波動較大，LCD驅動IC需要一個穩定的工作電壓，因此設計電路時往往經由一個低壓差穩壓器(LDO)提供一個穩定的2.8V或3.0V電壓，如AAT3221。

白光LED

按背光源的設計要求，需要前降電壓（VF）、前降電流（IF）小，亮度高（500-1800mcd）的白光LED。以手機LCM為例，目前都使用3--4顆白光LED，隨著LED的亮度增加和手機廠商要求降低成本和功耗，予計到2004年中LCM都會選用2顆高亮度白光LED（1200—2000mcd）。PDA和Smartphone由于LCD屏較大會按需要使用4--8顆白光LED。

EL 99-21/215UCW/TR8是具有很好性能/價格比、自帶反射鏡的白光SMDLED，其亮度分為T、S、R三個等級，T為720-1000 mcd，S為500-720 mcd，都是在手機LCD背光適用之列。其品質等同于NACW215 / NSCW335。

LED驅動

白光LED的驅動需要供給恒定的電壓或恒定的電流，而手機電源一開始工作電壓就往下降，因而需要升壓器件升壓、穩壓。為了減少升壓器件的工作頻率對手機射頻（RF）的影響，一般選用以電容器為電能傳遞中間體的電容式電荷泵；以電感器為電能傳遞中間體的升壓器能輸出較高電壓。

電容式電荷泵的效率按其升壓方法分有倍頻和分數倍頻二種，前者效率約90%，后者效率約93-95%；電感式升壓器效率約83-85%；電容式電荷泵按其輸出分有恒壓輸出、恒流輸出；按其對LED驅動的方法分有并聯恒壓驅動、單個恒流驅動、串聯恒流驅動；電感式升壓器都是恒流輸出，輸出電壓較高，對LED串聯驅動。

倍頻升壓的電容式電荷泵如AAT3110，5V恒壓輸出，最大電流120mA，并聯驅動LED，如圖3所示。

分數倍頻升壓的電容式電荷泵如AAT3113，有4-6路恒流輸出，每路能輸出20mA電流，單個恒流驅動LED，具有32級調光功能，如圖4所示。AAT3134將輸出DAC模塊分成二塊，其輸出可分別驅動雙屏顯示的大小LCM模塊。

NCP5009是帶光敏傳感器的背光LED驅動升壓器，適用于自動調光的高檔手機LCM，對LED串聯驅動，如圖5所示。NCP5007是可恒流驅動5顆串聯的LED、PWM調光的背光LED驅動升壓器，如圖6所示。

新型的電荷泵、升壓器輸出端內部都內置MOSFET，可動態地調整負載內阻，省卻為平衡由于LED內阻不一需要外加的勻流電阻；