導語：如何才能寫好一篇濾波電路，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

關鍵詞：電力線載波通信;電磁兼容;共模干擾;EMI濾波

中圖分類號：TN914 文獻標識碼：A

文章編號：1004-373X(2008)11-170-02

Research on EMI Filter Circuit of Power Line Carrier Communication

ZHAO Zhipeng,LUO Yinghong

(School of Electronic and Information Engineering,Lanzhou Jiaotong University,Lanzhou,730070,China)

Abstract：Power Line Communication(PLC) is a brand-new subject,which develops rapidly in rescent years.However,as the power line transmission without shielding,There are serious EMI and EMC problems.Based on the in-depth analysis of the main reason that the PLC system produces electromagnetic interference,this paper researches the design of the EMI filter circuit,and through experiments show that the filter circuit for inhibiting PLC EMI feasibility.

Keywords：power line carrier communication;electromagnetic compatibility;common-mode interference;EMI filter

基金項目:甘肅省自然科學基金資助項目(3zs062-b25-013)

電力線通信技術目前發展非常迅速，現在已經進入初步應用階段。PLC系統充分利用電力系統的廣泛線路資源，通過OFDM等技術可以在同一電力線不同帶寬的信道上傳輸數據。 但是由于電力線傳輸的無屏蔽性，電網的穩定性比傳統的通信網差得多，使得電力線通信線路的電磁環境極為復雜，這就給電力線通信系統提出了更高的電磁兼容要求，電磁兼容技術也成了實現電力線通信所需的關鍵技術之一。本文在深入分析了電力線通信系統產生電磁干擾的主要原因的基礎上，對EMI濾波電路進行了設計研究，并通過實驗驗證了該濾波網絡對于抑制電力線載波通信EMI的可行性。

1 電力線載波通信電磁兼容問題分析

1.1 電磁兼容分析模型

一個電子系統如果能與其他電子系統相兼容的工作，也就是不產生干擾又能忍受外界的干擾則稱為該電子系統與區環境電磁兼容。對于一般的電磁兼容問題的基本分析模型如圖1 所示。

對于PLC系統來說，干擾源要整體考慮。不僅包括PLC設備，而且要考慮當信號加到電力線上時，由于電力線是一種非屏蔽的線路，有可能作為發射天線對無線通信和廣播產生不利影響。此外還要考慮多種PLC 設備間的相互影響。PLC的耦合途徑是非常復雜的，是不同的途徑相互作用的結果。總體上分為兩種，一種是空間的輻射，對應的擾設備是無線通信和廣播信號；另一種是沿電力線的傳導騷擾，主要造成對電能質量的影響。因此PLC 系統的電磁兼容問題涉及多個PLC 系統的共存，以及與無線網絡的共存等。

圖1 電磁兼容基本分析模型

1.2 PLC系統電磁干擾產生機理

由于電力線的特性和結構是按照輸送電能的損失最小并保證安全可靠地傳輸低頻(50 Hz)電流來設計的，不具備電信網的對稱性、均勻性，因而基本上不具備通信網所必須具備的通信線路電氣特性。而PLC系統所產生的電磁干擾問題正是由于電力線的這種對地不對稱性產生的[1]。

電力線產生干擾的機理有兩種(如圖2)，一種是電力線中的信號電流Id(差模電流)回路產生的差模干擾，另一種是電力線上的共模電流IcР生的共模干擾。差模電流大小相等方向相反，因此一般近似認為由其產生的電磁場相互抵消。而共模電流的方向是一致的，其產生的電磁場相互疊加[2]，所以電力線的干擾主要來自共模干擾。

1.3 改善PLC系統電磁兼容性的主要措施

(1) 充分利用或改善PLC系統電力線的對稱性

PLC系統的輻射強度取決于PLC網絡或其電纜的對稱性。高度對稱線路的特征是異模電流與共模電流的比值很大，故輻射非常小。可以選擇對稱性好的導線，例如4芯電纜，但此法不適用于室內網絡，而且成本較高。

(2) 減小PLC系統中高頻信號的功率譜密度

減小PLC信號的功率譜密度(PSD)能降低輻射電平，但不影響總的發送功率。因此，PLC系統適宜采用寬帶調制技術，但其擴頻效率受電力線低通特性的限制。

(3) 合理選擇調制技術

OFDM是一種高效的調制技術，其基本原理是將發送的數據流分散到許多個子載波上，使各子載波的信號速率大為降低，從而提高抗多徑和抗衰落能力[3]。

(4) 合理設計EMI濾波網絡

將濾波器安裝在緊鄰變壓器和緊鄰家庭用戶的連接點上，或者直接在電力線調制解調器內部引入濾波器[4]。這樣既可以保持PLC信號的異模傳播，又可以阻止PLC信號進入輻射效率高的導線或其他附接設備。本文將主要對EMI濾波網絡進行研究設計。

圖2 電力線EMI模型

2 濾波電路設計

基于以上對于電力線通信電磁兼容性的分析，可以在電力線通信系統的收端接一個EMI濾波器，用以抑制系統所產生的共模干擾。由于兩根電力線不可能完全重合，也就是說差模電流所產生的電磁場不能完全抵消，所以在設計濾波電路時，也應考慮到差模干擾的抑制。

EMI濾波電路基本網絡結構如圖3所示。

圖3 EMI濾波電路基本結構

圖3中，差模抑制電容為C1和C2，共模抑制電容為C3和C4，共模電感為L，Р⒔共模電感纏繞在鐵氧體磁芯圓環上，構成共模扼流圈。共模扼流圈對于共模信號呈現出大電感具有抑制作用，而對于差模信號呈現出很小的漏電感幾乎不起作用[5]。由于干擾信號有差模和共模兩種,因此濾波器要對這兩種干擾都具有衰減作用。其基本原理為:

(1) 利用電容通高頻隔低頻的特性，將電源正極，電源負極高頻干擾電流導入地線(共模)，或將電源正極高頻干擾電流導入電源負極(差模)。

(2) 利用電感線圈的阻抗特性，將高頻干擾電流反射回干擾源。

3 實驗結果

在圖3濾波電路中取差模電容C1,C2為7 000 pF，共模電容C3,C4為0.015 μF，共模扼流圈磁芯采用錳-鋅鐵氧體，每路繞30匝，電感量為3.7 mH。

3.1 EMI濾波網絡濾波性能仿真

圖4為干擾噪聲隨頻率關系的模擬仿真，由此可見干擾信號的頻率越高，則干擾信號通過該濾波網絡后衰減越大。共模干擾的頻率一般在2MHz以上，所以說該濾波電路能對共模干擾起到良好的抑制作用。

圖4 干擾噪聲隨頻率關系

3.2 EMI濾波網絡輸出結果分析

當采用輸入為24 V，輸出為12 V，功率為25 W的開關電源模擬輸入信號時，用帶寬為20 MHz的示波器測得濾波前后信號紋波分別為50 mV和5 mV。由此可見該濾波網絡對干擾信號衰減了20 dB，良好地抑制了電路中所產生的干擾噪聲。

4 結 語

電力線通信技術作為一種強有力的手段,有著雄厚的發展基礎和廣闊的市場,應有其使用和生存的發展環境和空間。但是,低壓電力線并不是專門用來傳輸通信數據的,它的拓撲結構和物理特性都與傳統的通信傳輸介質(如雙絞線、同軸電纜、光纖等) 不同。它在傳輸通信信號時信道特性相當復雜,負載多、噪聲干擾強、信道衰減大,通信環境相當惡劣。目前還有很多亟待解決的問題，例如PLC的電磁輻射問題，調制技術和編碼技術的改進，通信信號衰減的抑制等。本文研究的EMI濾波電路旨在抑制接收端由于共模電流和差模電流產生的共模和差模干擾，今后還有待于結合電磁原理，在PLC設備和網絡的電路及電磁輻射特性等方面做深入研究。

參 考 文 獻

［1］張力波，柴守亮.寬帶電力線通信對無線通信的影響及其頻帶的管理［J］.中國無線電,2006:12-15.

［2］Clayton R Paul.Introduction to Electromagnetic Compatibi-lity［M].John Wiley&Sons,Inc.1992.

［3］張淑娥,孔英會,高強.電力系統通信技術［M］.北京：中國電力出版社,2005.

［4］丁道齊.要正視和研究電力線通信技術發展中的關鍵問題［J］.電力系統通信,2003,24（4）:1-12.

篇2

關鍵詞：模擬帶通濾波；Pspice仿真；電路設計

1 概述

濾波電路的種類很多，根據濾波電路所處理信號的不同，主要分為模擬濾波電路和數字濾波電路兩種形式。模擬濾波電路是指它所處理的輸入信號、輸出信號均為模擬信號；數字濾波電路是具有一定的傳輸選擇特性的數字信號處理裝置，其輸入和輸出均為數字信號。從功能上分類，濾波電路可分為低通、高通、帶通和帶阻濾波電路。由于模擬濾波電路與數字濾波電路在設計與實現上有很大差異，文章只討論模擬帶通濾波電路。

2 常用模擬帶通濾波電路

常用模擬帶通濾波電路主要分為無源和有源兩大類。圖1給出了基本無源帶通濾波電路的構成，其中R1和C1組成低通濾波電路，R2和C2組成高通濾波電路，當前者的截止頻率大于后者的截止頻率時構成帶通濾波電路。

無源帶通濾波電路組成簡單，但過渡帶相對較寬，且通帶帶寬隨負載變化而變化，因此主要應用于對濾波性能要求不高的電路中。

有源帶通濾波電路常見的有二階壓控電壓源帶通濾波電路、雙T型帶通濾波電路等[1]。相比一階濾波電路，其過渡帶相對較窄，且通帶帶寬不隨負載變化而保持不變，更加有利于電路設計。

圖2給出了二階壓控電壓源帶通濾波電路的基本構成。其中，A為運算放大器。在選擇運算放大器時，首先要保證響應帶寬覆蓋信號頻率，其次優選噪聲低的。

雙T型帶通濾波電路也是常見的一種帶通濾波電路，如圖3所示。其主要有R1、R2、R3、C1、C2、C3和運算放大器A構成，因電路形式酷似雙“T”，故稱為雙T型帶通濾波電路。

如圖4所示，由L、C構成的選頻網絡和運算放大器A一起構成的一種新型帶通濾波電路在某些應用中具有優勢[2]。LC選頻電路，信號頻率較低時，電容的容抗很大，LC選頻網絡呈感性；在信號頻率較高時，電感的感抗很大，LC選頻網絡呈容性；當f=fo時，網絡呈純阻性，且理想狀態下阻抗無窮大。

3 Pspice電路仿真與設計

在試驗中需對一混有干擾噪聲的模擬信號進行提取。已知該模擬信號中有用信號為單一頻率100kHz的正弦波信號，因此采用中心頻率為100kHz的帶通濾波電路設計。為了選擇電路特性更好的濾波電路，對幾種常用的帶通濾波電路做了電路仿真設計和參數選取，并逐一進行了Pspice頻率掃描幅頻響應仿真對比。

3.1 無源帶通濾波電路

仿真電路圖和頻率掃描幅頻響應仿真圖分別如圖5和圖6所示。

3.2 二階壓控電壓源帶通濾波電路

仿真電路圖和頻率掃描幅頻響應仿真圖分別如圖7和圖8所示。

3.3 雙T型帶通濾波電路

仿真電路圖和頻率掃描幅頻響應仿真圖分別如圖9和圖10所示。

3.4 LC選頻網絡濾波電路

仿真電路圖和頻率掃描幅頻響應仿真圖分別如圖11和圖12所示。

通過對比圖6、圖8、圖10、圖12的幅頻響應仿真曲線圖可以看出：一階的無源帶通濾波電路過渡帶最寬；二階的壓控電壓源帶通濾波電路、雙T型帶通濾波電路過渡帶明顯較窄；LC選頻網絡濾波電路過渡帶最窄[3]，更適合單一頻點選頻濾波。結合設計需求，采用LC選頻網絡濾波電路進行設計。

4 電路性能測試

對實驗電路板性能進行測試。測試時，在帶通濾波電路輸入端注入頻率為f的可調正弦波信號，且信號峰峰值保持不變。測試帶通濾波電路輸出端信號峰峰值，記錄如表1中。

通過對測試數據分析，滿足設計要求。

5 結束語

文章借助Pspice完成了模擬帶通濾波電路的仿真。依據仿真結果，優選出滿足試驗需求的設計方案，并實測驗證了設計的正確性，為其它相關設計提供了參考。

參考文獻

[1]童詩白，華成英.擬電子技術基礎[M].北京：高等教育出版社，2001.

篇3

【關鍵詞】隨鉆電阻率；模擬接收電路；仿真；混頻

1.引言

地層電阻率是地質導向鉆井和油田地層評價必需的重要地質參數[1]。在隨鉆測井領域，隨鉆電磁波電阻率測井儀器是隨鉆測井儀器中的重要裝置，其采用電磁波工作方式，適用于各種導電和不導電類型的鉆井液，能夠測量地層隨著深度變化的視電阻率曲線。研制隨鉆電磁波電阻率測井儀對于我國油氣的勘探開發工作具有重要的意義，在該儀器的電子系統中，模擬接收電路決定了整個電路信號的精度，對信號的后續處理起著先導性作用。

2.測控電路系統

隨鉆電磁波電阻率測井儀采用對稱四個發射線圈，兩個接收線圈的天線結構，并采用2MHz和400KHz信號測量地層電阻率。測控電路是隨鉆電阻率測井儀電路系統的核心部分，用于接收隨鉆系統中控電路指令，控制儀器工作狀態；產生發射、混頻信號；接收并采集、處理接收線圈信號，并最終獲得與地層介質電阻率相關的相位差和幅度比信息。

隨鉆電磁波電阻率測井儀測控電路系統的整體方案框如圖1所示，其利用DDS作為信號源，以保證發射信號和本振信號擁有足夠的穩定度，來自接收線圈的2路信號，被電路經過超外差的方式接收并處理后，送至ADC進行數字量化。DSP處理器控制2個ADC完成兩路中頻信號的采集，ADC采集所需的同步時鐘由DDS或者DSP的PWM模塊提供。DSP在ADC完成采集后，從SPI串行總線讀取數據，利用DPSD算法完成信號處理，獲取各線圈信號的實部與虛部。在完成一個測量周期后，綜合收、發組合得到的數據，計算出隨鉆電阻率測井所需的幅度比與相位差信息，并將測量結果及時傳送至主控板。

模擬接收電路主要指前置低噪聲放大電路，混頻、濾波電路，可編程放大電路，低通濾波電路組成，標示于圖1的橢圓形框中。接收電路首先對信號進行低噪聲放大，在放大到足夠的幅度之后，利用混頻器將高頻信號（2MHz或者400KHz）轉換成6KHz的中頻信號，再經過低通濾波器濾除不必要的頻率成分，最后經過放大濾波后送至ADC進行數字量化。

3.模擬接收電路設計

3.1 前置低噪聲放大電路

低噪聲放大器的目的是將接收到的微弱信號進行放大，為后級混頻器提供射頻輸入信號，低噪聲放大器要求較低的噪聲輸出。信號頻率為400KHz和2MHz，采用運算放大器放大即可。

運放放大器電路主要由運放以及電阻構成。放大器自身產生的噪聲包括兩部分：一部分是運放的固有噪聲，包括電壓噪聲和電流噪聲；另一部分是電阻的熱噪聲。為了降低放大電路本身的噪聲，應選用固有噪聲較低的運放，同時要進行低阻化設計。

本設計采用的運放AD829S具有較高的帶寬，在放大倍數100倍時，能達到7.5MHz的-3dB帶寬。以AD829S為基礎采用同相放大電路[2]，如圖2所示。

同相放大器的輸入阻抗較高，在反饋電阻上并聯電容可以構成一個一階的低通濾波器，降低放大器的帶寬，有利于提高噪聲性能，且噪聲分析滿足要求。若要更高的增益，可以采用多級放大的方式。

3.2 混頻電路設計

由于電路存在著兩個工作頻率，為了方便統一處理，本設計采用超外差方式，即將輸入信號下混頻至一個頻率較低的中頻6KHz再進行處理。

本設計采用的SA612A是一款廉價的基于吉伯特單元的混頻器，具有較低的噪聲系數，較高的靈敏度和變頻增益。

圖3為本設計中的混頻器電路，由圖可知，U1的1，2腳作為射頻信號的輸入端，可以作為差分輸入，可以用作單端輸入。為了簡單起見，本設計中采用單端輸入方式。可以在SA612的6，7外加電容構成電容三點式振蕩器產生本振信號，但是這種方式的頻率穩定度差。這里采用外加本振信號的方式，本振信號經SA612的6腳緩沖至吉伯特混頻單元。

混頻器輸出的主要頻譜分量為：，我們所關心的信號為：=6KHz；因此需要設計濾波器將不需要的信號濾除。不需要的頻率分量頻率較高，可以采用低通或者帶通濾波器濾除高頻分量。濾波器的種類有很多種，較常用的兩種濾波器電路是：薩倫·基電路和多反饋濾波器電路[2]。

在這里，中頻為6KHz，頻率并不高，要實現6KHz左右的截止頻率，使用上面任一種濾波器結構都是可以的。不需要的高頻成分除了本振泄露出來的394KHz與1.994MHz外，還有射頻與本振相加的頻率成分，即794KHz和3.994MHz。圖4為兩種濾波器構成的巴特沃茲低通濾波器仿真電路模型，兩個電路的截止頻率都為10KHz。

從仿真結果可以發現，薩倫-基濾波電路的阻帶特性并不好。為了獲得更好的濾波效果。本方案選擇多反饋濾波電路結構。

3.3 可編程放大器設計

為了調整輸入信號的電平，以適應模數轉換器的要求，電路中增設一級可編程放大器。本設計采用運放和模擬開關以及精密電阻的組合構成可編程放大器，其靈活性較大，可以根據實際情況制定出所需要的增益，從而制作出性能優良的可編程放大器。圖6是利用運放和模擬開關構成的PGA，這種方案的噪聲性能比集成的PGA要好。通過控制P1，P2，P3，P4的電平高低，就可以產生1，10，100，1000的增益，控制簡單。如果需要其他增益，只需要改電阻值即可。由于模擬開關ADG412的導通電阻是串聯在運放的反相輸入端，所以可以忽略模擬開關導通電阻的影響，不影響放大器的增益精度。

3.4 抗混疊濾波器

若fs為采樣頻率，當信號中出現高于fs/2頻率的信號時，采樣出來的信號頻率是原信號以fs/2為中心的鏡像[3]。為了避免這種現象，必須保證信號中沒有更高的頻率成份。系統的中頻為6KHz，經過混頻器低通濾波之后，高頻分量雖被衰減，但經過后級放大，高頻分量會有一定程度的上升，同時放大器本身的非線性也可以產生高次諧波。本測控電路ADC的采樣頻率設定為24KHz，信號中若存在18KHz的信號，則經過AD采樣過后18KHz信號混疊至6KHz的中頻上，將影響信號處理的性能。所以需要在AD采樣前先濾除這些分量。

這里可以采用高通和低通濾波兩種方式，圖7為兩個7階低通與帶通濾波器幅頻和相頻特性。隨著濾波器階數的提高，相頻特性越陡峭，特別是高階的帶通濾波器，帶內的相位突變是比較大的。陡峭的相位特性使得在電路在參數發生細微變化時，也能產生較大的相位誤差。故本方案采用的7階低通濾波電路。

4.結束語

模擬接收電路系統是實現隨鉆電阻率測井儀數據采集精度的關鍵。整個設計包含了微弱信號的低噪聲放大，混頻濾波，程控放大以及抗混疊濾波電路，該設計配合數字信號處理采集系統，可以滿足隨鉆電磁波電阻率測井儀的技術要求。

本設計方案根據信號處理的要求，結合經典電路設計，選擇合適器件，再經過電路試驗仿真，得到了適合的模擬接收電路系統，并給出了電路設計的依據，可為相關電路系統的設計提供參考。

參考文獻

[1]蘇義腦,竇修榮.隨鉆測量、隨鉆測井與錄井工具[J].石油鉆采工藝,2005,27(1):74-78.

[2]童詩白.模擬電子技術基礎[M].高等教育出版,2003.

篇4

【關鍵詞】雜散電感；疊層母排；水冷

【Abstract】This paper aimed at the realization of boost chopping circuit in high pressure high-power cascade speed control system， proposed the mechanical structure modular design. This modular design was mainly composed of IGBT， freewheeling diode and capacitor， also included copper bars for connection， copper columns for connection， bolts， insulating boards， insulating film， water-cooling plate of IGBT， fiber driving plate of IGBT， and was merged into the design ideas just like connection mode， electrical insulation， electrical clearance and creepage distance， isolation of water and electricity， isolation of high and low voltage by fiber and so on， and solved the problems just like stray inductance is too large， parallel loop structure is difficult to design， development and maintenance of the system is difficult to implement and so on. This modular design reduced the volume of chopping circuit and was convenient for development and maintenance of the system.

【Key words】Stray inductance； Laminated busbar； Water cooling

0 前言

相比于頻調速，斬波串級調速系統[1-4]具有變流功率小、運行條件寬松、成本低等優點，非常適用于在高壓大功率風機、水泵等設備的節能降耗應用上。目前國內大部分工業現場采用的是幾百瓦至一兩千瓦的小功率電機，轉子電壓僅在幾百伏至一千伏左右，其系統采用直流斬波回路PWM數字控制技術，將最小逆變角固定，有效降低了逆變顛覆故障，使得系統更加安全可靠，而且在功率因數提升、諧波抑制等方面有所提高。而對于大功率的斬波串級調速系統，大都采用多路升壓斬波電路并聯的方式[5-6]來解決大功率電機轉子電壓高且電流過大的問題。通常整個系統由整流柜、電抗柜、斬波柜、水冷柜和逆變柜組成，其中主要控制作用由斬波柜來完成，所以斬波柜的內部設計十分重要。

1 結構設計說明

1.1 總體設計

多路并聯升壓斬波電路模塊整體設計框圖如圖1所示。其中，黑色框部分為升壓斬波主電路模塊，主要由IGBT、續流二極管、電容組成，還包括了連接銅排、連接銅柱、螺栓、絕緣板、絕緣薄膜、IGBT水冷板、IGBT光纖驅動板。

整流模塊正極端與電抗相連，斬波模塊間各電容的正極端相連，出線點與逆變側正極母線相連；斬波模塊間各電容的負極端相連，出線點與負極母線相連，每個模塊的電容都是并聯連接。

單元升壓斬波電路模塊結構設計如圖2所示。

1.2 連接銅排與銅柱的設計

在大功率IGBT升壓斬波電路中，由于母線銅排雜散電感的存在，IGBT在開關過程中往往會產生很高的電壓瞬態尖峰值，一旦此尖峰值超出了允許范圍，便會導致IGBT的失效和損壞[7-11]。因此電容正極銅排與負極銅排之間采用疊層銅排設計，降低回路中的雜散電感同時增加了回路當中的分布電容，來抑制IGBT開關過程中產生的瞬態電壓尖峰值。銅排出線端均設計成豎直出線，方便模塊間的連接，易于實現拓展。銅排采用了折彎的設計，使得IGBT與電容的距離達到最小，最大程度上的減小了模塊的體積。元件與銅排采用銅柱進行連接，使元件表面不直接與銅排接觸。

此模塊化設計采用絕緣板來實現正極銅排和負極銅排的隔離，并在相應位置流出供銅柱與螺栓的穿透孔。由于正極銅排與負極銅排采用了折彎設計，而絕緣板無法折彎，故采用兩塊絕緣板用絕緣膠垂直粘合的方式。為防止粘合過程中殘留的縫隙使正極銅排與負極銅排擊穿，在絕緣板的連接處與正極銅排間加入一塊絕緣薄膜來避免這一問題。絕緣板在銅排邊緣處進行延長設計，避免因爬電距離不足引起的短路問題。

1.3 功率元件的散熱設計

此模塊化設計中采用水冷散熱方式，水冷散熱具有功率器件溫升小、工作噪聲小、結構輕便等優點[12-14]。之所以沒有采用風冷散熱的原因有兩點：一方面，風冷散熱器的換熱系數低，很難解決大功率設備中功率器件的散熱問題，同時風冷散熱設備體積大，工作時風扇噪音大；另一方面，模塊化設計為封裝設計，難以實現風冷散熱。

水冷板的水路設計如圖3所示。采用并行結構設計，該種設計方法的優點是：一、改善流場，使流體在流道內有足夠長的回路，流道內的液體吸熱均勻；二、增加吸熱面積，熱量在固體中的傳遞速度要大于在液體中的傳遞速度，通過增加突起使冷卻液與冷板的接觸面積增大，將一部分熱量通過突起傳遞至冷卻液中，使冷板的吸熱效果更好。

水冷板與外部冷卻系統采用軟管進行連接，方便系統的拓展及模塊的更換。水冷板的入水口和出水口放置于與電纜接線銅排、正極銅排及負極銅排出線口相反的一側，在外部實現水電隔離。若水冷板的入水口、出水口與銅排出線口置于同一側，一旦發生軟管損壞或接頭密封性不達標的情況，滲漏出的冷卻液就可能會導致元件損毀甚至可能是高電壓短路的重大事故。水冷板下方用一托板將其墊高，盡量使IGBT及續流二極管與銅排的連接距離縮短到最小。在電路元器件與水冷板之間進行水電隔離設計，增加系統的安全性。若無水電隔離措施，一旦水冷板發生滲漏，冷卻液流到升壓斬波電路一側，極易發生電路短路，導致元器件燒毀和系統崩潰等。同時在電容下端加入一塊托板，使電路整體與模塊底部留有一定距離，避免因水電隔離失效，冷卻液流入電路一側，引發問題。

傳統大功率轉子變頻調速系統的斬波柜內最多只可允許8路升壓斬波電路并聯，如圖4所示。經測量，所設計的模塊在同樣大小的柜中可豎直排列放置10個，即可實現10路升壓斬波IGBT回路并聯，如圖5所示。

2 水冷散熱的仿真分析

利用Icepak熱分析軟件對水冷板的散熱效果進行驗證。

2.1 建立模型

冷板的外形尺寸為320mm×15mm×40mm，將模型從SolidWorks軟件中導入到Ansys workbench中，再導入到Icepak中，利用模型庫中的cabinet命令建立求解域，再根據模型庫中的source/opening等命令建立IGBT模K的熱源、水流的進出口的定位尺寸及特性等參數，如圖6、圖7所示。

2.2 初始條件及邊界條件設置

建立模型的同時，在相應的參數面板中加載初始條件和邊界條件，首先修改Problem setup/Basic parameters中的參數，主要設置如下：

2.3 生成網格

因模型中無特殊形狀（如曲面等），直接建立網格即可，點擊Model/Generate Mesh。一般情況下，軟件會根據模型尺寸給出最大網格尺寸，在此基礎上，對模型做細化網格（Normal命令）處理，以提高求解精度。設置完成后，執行“generate mesh”（生成網絡）命令，網格示意如圖8所示。

2.4 求解計算

Icepak軟件采用迭代算法進行計算，將模型求解的基本參數設置好，執行“Solve/Run solution”命令，Icepak開始求解，當迭代次數達到200次時，殘差收斂曲線已完全收斂，計算完成，如圖9所示。

Icepak軟件的后期處理功能強大，計算的結果可以通過視圖來顯示，圖10和圖11分別是水冷板表面溫度云圖及剖面溫度云圖。由圖10可以看出，蛇形水路帶走的熱量要多于直線水路帶走的熱量，致使冷板靠左部分溫度偏高。由圖11可看出，水溫從入水口到出水口的溫度逐漸升高，溫差在5℃左右。從仿真結果來看，水冷板的設計滿足IGBT器件所能承受的最高溫度的要求。

3 總結

針對高壓大功率串級調速系統中升壓斬波電路的多路并聯問題，對升壓斬波電路進行了模塊化設計。通過融入接線方式、電氣絕緣、電氣間隙與爬電距離、水電隔離、光纖高低壓隔離等設計思想，以實現電路功能和電路安全穩定工作為前提，將模塊中所需的電路元器件、連接銅排、散熱水冷板等進行緊湊合理的連接，組成了一個易于拓展、更換和維護的升壓斬波電路模塊，并利用Icepak熱分析軟件對水冷板的散熱效果進行仿真，驗證了水冷板設計的合理性。

【參考文獻】

[1]馮陽，王奔，王亞芳，馬明智.電流型PWM變流器在串級調速中的應用[J].電測與儀表，2014（19）：116-122.

[2]方春城，陳樹欽，謝躍鵬，李紅光，孫培明，魏協奔.鋁熱軋大功率交流電動機的可控硅串級調速方法[J].機電工程技術，2016（08）：71-74.

[3]張卓，王欽若，楊其宇，張程.基于狀態空間的大功率轉子斬波調速系統[J].電力電子技術，2015（02）：41-43.

[4]張軍偉，胡聰權，王兵樹，郭寶增，王立玲.斬波串級調速系統逆變器改造的仿真研究[J].電氣傳動，2014（10）：18-22+48.

[5]吳建雄，張洪浩，陳藝峰.多IGBT并聯模塊的交直流母排設計研究[J].大功率變流技術，2017（02）：27-32.

[6]苑亞敏，常喜茂，周玉星，姜東海，馬h.多路并聯高效節能的高壓大功率斬波調速系統[J].電力科學與工程，2016（03）：11-16.

[7]劉峰，馬伯樂，楊光，忻力，陳玉其.大功率變流器模塊主電路雜散電感分析[J]. 機車電傳動，2013（06）：15-19.

[8]項小娟，毛承雄，陸繼明，李國棟.功率器件集成門極換流晶閘管關斷特性研究[J].中國電機工程學報，2007（07）：103-107.

[9]郭模李思奇，蔣曉華，Shinichi I.三相IGBT逆變器中的尖峰電壓分析[J].電力電子技術，2010（10）：91-93+115.

[10]張亮，張東，蔡旭.雙饋型風力發電變換器主回路雜散電感的影響和抑制[J]. 中國電機工程學報，2009（36）：18-22.

[11]周香全，張泰峰，羅馬.雜散電感對晶閘管開關特性的影響[J].南開大學學報（自然科學版），2009（03）：29-32+85.

[12]劉福東.大功率集成電子器件熱仿真分析及液冷系統研究[D].哈爾濱工業大學，2014.

篇5

關鍵詞：直流電源 電容濾波 接地 干擾

在直流電源電路中，由于二極管整流電路輸出的脈動直流電壓的平滑性差，需要在整流電路與負載電路之間，加入濾波器。常見的濾波器有電感濾波器、電容濾波器和復式濾波器。實際應用中，電感濾波器其體積較大，在負載容量較小的場合，常用電容濾波器。以單相橋式整流電路為例（見圖），由于濾波電容C的充電電壓使得t1期間整流電壓高于電容C的電壓，充電電流流入電容。在t2期間濾波電容C的電壓高于整流電壓，所以充電電流停止，放電電流從電容向負載流動。其結果是輸入電流變為導通角度窄的脈沖，輸出電壓有效值增大，所以電容濾波電路中除了基本頻率外還含有基本頻率整數倍的高次諧波，該高次諧波就將成為電源電路的干擾信號，在實際電路中，由于電源接地的不同情況，其影響程度也不同。另外，除了來自于電網的高頻干擾外，負載電路中產生的干擾同樣對同一電源電路中的其它負載造成影響。所以濾波電路不僅要減小整流電路輸出的脈動成分，還要充分考慮消除因接地耦合而產生的各種干擾。

直流電源電路根據負載的不同分為單路電壓輸出和兩路（或多路）電壓輸出兩種。

第一種，單路直流電壓輸出電路。如圖2所示電路中，電源變壓器有一組二次繞組， 濾波電容采用大容量電解電容器，C1 ≥（3~5） ，T為交流電周期；C2采用小容量瓷介電容器，起高頻濾波作用。

從電路可以看出，如果電路中的A點存在各種干擾成分，高頻干擾成分通過高頻濾波電容 流到地線，低頻干擾成分通過 流到地線，這樣就不能加到后面的負載電路中了。如果沒有濾波電容C1 和 C2，電路中的A點的干擾成分將流入負載電路中，影響負載電路的正常工作。

由于這一直流電源電路只有一路，因此干擾成分主要來自交流電網中，而許多整機電路中需要有多路的直流電壓輸出電路，這時干擾成分來源又增加了。

第二種，兩路（或多路）直流電壓輸出電路，主要分為帶有變壓器中心抽頭二次繞組電路和變壓器獨立二次繞組兩種。在兩路（或多路）直流電壓輸出電路中，由于處于同一個電源電路，兩路（或多路）負載之間將產生相互干擾的影響。圖3所示是共用電路對兩個負載電路影響示意圖。電路中， 構成兩個負載電路的共用電路。負載電路1的電路的電流流過 ，在電路中的A點產生一個電壓降，這個電壓降就相當于是負載電路2的輸入信號而加到負載電路2中，對負載電路2的正常工作造成干擾影響。同時，負載電路2的電流在電路A點產生的電壓降影響負載1的正常工作。所以，在負載電路的輸入端接入旁路電容顯得很有必要。下面以兩路直流電源輸出電路為例進行直流電源電路接地耦合干擾成因及處理進行分析。

圖4所示是帶有變壓器中心抽頭二次繞組的兩路直流電源電路中的一種。電路中，電源變壓器有一組帶抽頭的二次繞組；C1和 C2為低頻濾波電容，C3和C4為高頻濾波電容。

從電路中可以看出，電源變壓器二次繞組根據輸出電壓值于合適位置處抽頭，接入兩組整流電路、濾波電路，能夠輸出兩路直流電壓。兩路整流、濾波電路有共用的部分，即電源變壓器二次繞組抽頭以下繞組和接地引線，兩個負載電路中的電流都流過了這一共用電路，這個共用電路所產生的干擾成分對兩個負載電路造成干擾影響。電路中的A點的干擾成分分別通過C1和C3流到地線，電路中B點的干擾成分分別通過C2和C4流到接地線。

圖5所示是帶有變壓器中心抽頭二次繞組的兩路直流電源電路中的另一種。電路中，變壓器有一組帶抽頭的二次繞組，但是二次繞組的結構與上一種電源電路不同，其抽頭接地；C1和C2為低頻濾波電容，C3和C4為高頻濾波電容。

由于電源變壓器的二次繞組抽頭接地，兩組整流、濾波和負載電路中只有二次繞組的抽頭接地引線是共用的，故共用部分相當少，兩組直流電源電路之間的相互干擾影響小。雖然電源變壓器二次繞組抽頭接地，將二次繞組分成了兩組相對獨立的繞組，但是二次繞組抽頭以上繞組和抽頭以下繞組之間仍然存在磁路（磁力線所通過的路徑，相當于電路）之間的相互影響（存在同一個磁路中，當某一個電源電路中出現干擾信號時，通過磁耦合，同樣會感應到另一個繞組中）。這一電路的其它部分的工作原理與前面相同。

圖6是變壓器獨立二次繞組中的一種。電路中，電源變壓器有兩組獨立的繞組；C1和C2為低頻濾波電容，C3和C4為高頻濾波電容。

該電路與前面電路比較，由于兩組二次繞組相互獨立，因此相互影響要小一些，兩種整流、濾波和負載電路之間主要是用地線共用，電源變壓器兩組二次繞組之間的磁路會相互影響。由于電源變壓器采用兩組獨立的二次繞組，因此變壓器制作工藝復雜一些，成本增加了，但抗干擾效果優于帶抽頭的一組二次繞組的變壓器。由于同處以一個磁路中，其通過磁耦合產生的干擾不可避免。

圖7是變壓器獨立二次繞組中的另一種。電路中，電源變壓器兩組二次繞組，C1和C2為低頻濾波電容，C3和C4為高頻濾波電容。從電路圖中可以看出，這一電路與前面電路不同之處是兩組整流、濾波和負載電路接地符號不同，兩組整流、濾波和負載之間使用不同的接地回路，極大程度上消除由于接地造成的兩組直流電源之間的接地干擾影響，其抗干擾性能明顯優于之前電路。這一電路的電源變壓器的兩組二次繞組之間仍然存在磁路上的相互影響。如果電路上要求需要將磁路之間的相互影響降至最低限度，可以采用兩個獨立的電源變壓器供電，而且兩只電源變壓器接地線路彼此獨立。

綜上分析，電容濾波電源電路中，消除由于接地耦合產生的干擾，可以通過濾波電路中的濾波電容器實現。實際電路中，低頻濾波電容器和高頻濾波電容器往往并非安裝在同一位置，高頻濾波電容器視整機調試情況進行調整確定，按抗干擾效果選擇合適的連接點。另外變壓器二次繞組輸出電壓方式和接地方式也直接影響到抗干擾效果。如果負載對抑制各種干擾要求較高，其直流電源電路將較為復雜，并采用有源濾波器電路以提高效果。

參考文獻：

[1]童詩白．模擬電子技術基礎[M]．北京：高等教育出版社，1988．

[2]胡斌．教你識讀電源電路圖[M]．北京：人民郵電出版社，2011．

[3]韋琳．圖解模擬電路[M]．北京：科學出版社，2006．

篇6

【關鍵詞】心電信號；右腿驅動電路；濾波電路；放大電路

1.引言

心臟疾病是威脅人類生命的主要疾病之一。對心電信號進行監護可以為心臟病患者的診斷提供重要的參考依據。心電信號數據的采集和處理是心電監護的核心部分，采集到形態良好的心電信號，對于后續電路的信號處理效果有一定的影響。心電信號是一種微弱的生理信號，其頻率范圍一般是0.05～100Hz，電壓幅度范圍一般在0～5mV，具有高阻抗等特點，而且容易受到干擾。

因此，如何把干擾信號濾除，并把信號的幅值放大到后續電路需要的幅值大小是整個心電信號采集的核心。

2.系統設計

心電信號采集電路的系統框圖如圖1所示。先通過傳感器電極從人體提取心電信號，經過一個前置放大器后，再通過低通濾波電路和高通濾波電路把一些干擾信號濾除，只留下心電信號頻率段的信號，接著經過50Hz陷波器，濾除工頻干擾，最后經過后置放大器把信號的幅值放大到后續電路所需要的信號幅值大小。

3.心電信號提取

心電信號提取電路如圖2所示。運放OP07構成右腿驅動電路，右腿驅動電路可以將人體共模信號倒相放大后作用于右腿，在不損失心電信號的頻率成分的情況下降低共模信號的干擾。

儀器運放AD620構成前置放大電路，它的增益主要由管腳1和管腳8之間的電阻R6確定：

前置放大器的增益不能過大，所以選取前置放大器的增益A為10，因此R6≈5.6K。

4.低通濾波電路

心電信號的頻率在100Hz以下，所以通過低通濾波電路把高頻的干擾信號濾掉，其電路圖如圖3所示。電容C4和C5選取相同的電容值C，電阻R9和R10選取相同的電阻值R，該濾波電路的截止頻率為：

選取電容為1μF，可得知電阻約為1.6kΩ。

5.高通濾波電路

采用高通濾波電路濾除直流分量等低頻干擾信號。電路圖如圖4所示。電容C6和C7取相同的值C，電阻R11和R12取相同的值R，該濾波電路的截止頻率為：

選取電容為1μF，可得知電阻約為：3.3MΩ。

6.50Hz陷波電路

采用陷波電路濾除50Hz的工頻干擾信號，電路圖如圖5所示。該濾波電路的高端和低端截止頻率相等，且都為，取電容C8為0.1μF，可知電阻R13約為33KΩ。

7.后置放大電路

經過濾波電路濾除干擾信號后的心電信號在輸入后續處理電路之前，還需要滿足后續電路數字處理電路需要V量級的信號幅值，因此心電信號總的增益需要1000左右，而前置放大電路的電壓增益只有10，所以還需要增益為100左右的后置放大器進行心電信號的幅值的放大。后置放大電路如圖6所示，該電路為兩級反相放大器。第一級放大器的增益為，第二級放大器的增益為，R20為500KΩ的可調電阻，可用于調節后置放大電路總的增益大小以適合不同的后續電路的要求。

8.結束語

本文主要針對心電信號的特點，采用運算放大器和儀用放大器設計了一個心電信號的采集系統。該系統在能夠獲取心電信號的基礎下，還考慮了使用右腿驅動電路來降低共模信號以及使用50Hz的陷波電路濾除了工頻干擾，以便為心電監護等儀器提供較好的心電信號。

參考文獻

李冬鳴，王哈力.心電數據采集系統的設計與仿真.電子科技，2008，21（4）：24—27.

童詩白，華成英.模擬電子技術基礎.北京：高等教育出版社，2001.

篇7

關鍵詞：ADS；發夾型優化

中圖分類號：TP391 文獻標識碼：A 文章編號：1009-3044（2016）33-0225-02

濾波器的主要作用是用于隔離頻率，讓需要的頻率信號通過，將不需要的頻率信號慮除。濾波器是射頻收發端系統廣泛使用的一個無源器件，它的性能好壞會直接決定系統性能指標能否實現。射頻和微波電路中使用最多的就是微帶線濾波器。微帶濾波器一般有平行耦合微帶濾波器，交指濾波器和發夾型濾波器等。本文就是設計一個發夾型微帶帶通濾波器。

1 發夾型帶通濾波器的設計方法

發夾型微帶帶通濾波器結構比較緊湊，它可以由半波長諧振單元和平行耦合線彎成“U”型結構得到，我們稱此類[“U”]型諧振電路為發夾諧振。所以發夾濾波器的設計也可采用平行耦合線濾波器或半波長諧振濾波器的設計方程。但是彎曲成“U”型的諧振器也得考慮到耦合線長度的減少量，因為它會降低諧振器之間的耦合。倘若兩個發夾臂之間的距離靠得非常近，那么它們本身也能夠等效為一組耦合線，這會在一定程度上影響到電路的耦合。為了提高發夾濾波器設計的精確性，將采用一種全波EM仿真的設計形式。

發夾微帶線線寬一般取1mm，“U”型臂間距取2mm，由上式可以算出輸入端和輸出端的抽頭位置t為5.44mm，由抽頭線的終端匹配阻抗50Ω可以得到抽頭線的寬度為1.81mm，由耦合系數M1，2和M2，3和兩個相鄰發夾的間距s1和s2，s1約為0.25mm，s2約為0.45mm（該圖是通過ful1-wave EM仿真求得）。

繪制ADS發夾線帶通濾波器原理圖，設置參數，開始電路仿真、參數優化。優化后的原理電路如圖1，優化后仿真曲線圖如圖2。

因為原理圖仿真是在理想情況下進行的，它沒有將電路板實際制作中可能遇到的各種耦合、干擾等因素考慮進來，所以想要使仿真結果更加精確，就有必要在ADS中再進行版圖仿真。在整個ADS仿真過程中，可能會出現原理圖仿真曲線符合要求，版圖仿真曲線卻偏離指標要求的情況，這種情況下就需要回到原理圖中依據版圖仿真曲線和指標要求的差別來調整參數，這樣多次調整參數，直到滿足指標要求為止。經過多次的調參優化后，最終得到了滿足指標要求的發夾型濾波器版圖如圖3，曲線圖如圖4及優化后尺寸數據如表1。

3 結束語

從發夾型微帶濾波器電路仿真過程可以發現，ADS軟件極大的便利了微波電路設計。通過ADS設計、仿真，我們發現只進行原理圖仿真是不夠的，還需要對微帶帶通濾波器進行版圖仿真，直至其仿真取得理想的仿真效果。雖然軟件仿真不能替代實物制作，但是版圖仿真的尺寸和實物尺寸無限接近，所以它對微波電路分析具有很重要的指導作用。ADS軟件的使用，O大地縮短了設計周期，提高設計效率。

參考文獻：

[1] JIA-SHENG HONG，M. J. LANCASTER.Microstrip Filtersfor RF/MicrowaveApplications，JOHN WILEY & SONS， INC，2001.

[2] 黃玉蘭.ADS射頻電路設計基礎與典型應用[M].人民郵電出版社，2010.

篇8

一臺某品牌ABS-S中星9號直播鐵殼接收機，輸出接口只有AV端子，有序列號。使用中圖像出現兩條緩慢滾動的寬約1 00mm的干擾帶，干擾帶經過的地方，圖像出現雪花，顆粒較粗，非常影響收看。另外電視機收看有線電視時，如果開啟該接收機，會干擾有線電視的正常收看，表現為電視圖像有網紋，雪花糙點明顯增加。

打開接收機箱后發現未裝主板螺絲，主板向上翹起，高頻頭為主板集成且無屏蔽罩。起初懷疑故障是AV端子接地不良所致，經檢查AV端子接地良好。然后檢查直流濾波電容容量，結果3.3V、5V、13V、19V各電壓級濾波電容容量正常。仔細查看電源板電路，發現電源進線端未使用濾波電路，市電直接經過四只二極管構成的橋式整流電路變為直流后供給開關電源電路。

由于橋式變換器的輸入電流波形在阻性負載時近似為矩形波，開關電源中功率開關管在導通時流過較大的脈沖電流，其中含有豐富的高次諧波分量，會產生諧波干擾。功率開關管在截止期間，高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變又會產生尖峰干擾。尖峰干擾和諧波干擾能量通過輸入輸出線傳播出去而形成傳導干擾，而諧波和寄生振蕩的能量，通過輸入輸出線傳播時，會在空間產生電磁場形成輻射干擾。為消除干擾，開關電源都需在輸入輸出端使用抑制干擾的濾波電路，以免對下級電路及周圍電器的正常工作造成干擾。

該接收機電源電路由于未使用抑制干擾的濾波電路，干擾能量通過線路傳導和空中輻射的形式干擾了有線電視的和接收機的視頻輸出信號。

解決辦法就是加裝抑制干擾的濾波電路，電路可以自己制作，電路如圖1。

獲得抑制干擾濾波電路最簡單的辦法就是從廢舊電器設備上獲得。凡是使用開關電源的電器設備上都有抑制干擾濾波電路，如舊彩電、舊顯示器、舊計算機電源，甚至部分舊手機充電器電路中都有，將抑制干擾的濾波電路用鋸條或刀片取下來，進線端接市電，出線端接到接收機的電源以進線端即可，筆者使用的抑制干擾濾波電路就是從舊光纖收發器電源盒中得到的，見圖2。

安裝濾波器要特別注意輸入導線與輸出導線的間隔距離，不能把它們捆在一起走線，否則干擾信號很容易從輸入線上耦合到輸出線上，這將會大大降低濾波器的抑制效果。

濾波器裝上后，原來的雪花干擾帶消失了，圖像也通透不少，接收機對有線電視的干擾也消失了，使用效果可謂立竿見影。

篇9

【關鍵詞】穩壓電源；設計；參數

任何電子設備的工作都離不開直流電源，晶體管、集成電路正常工作都需要直流電源供電。提供直流電的方法主要有干電池和穩壓電源兩種。干電池具有輸出電壓穩定便于攜帶等優點但是其容量低壽命短的缺點也十分明顯。而直流穩壓電源能夠將220V交流電轉換為源源不斷的穩定的直流電.它由變壓、整流、濾波、穩壓四部分電路等組成。參考電路如圖1所示。

1.變壓

穩壓電源的輸出電壓一般是根據儀器設備的需要而定的，有的儀器設備同時需要幾種不同的電壓。單獨的穩壓電源，其輸出電壓在一定的范圍內可以調節，當調節范圍較大時，可分幾個檔位。因此，需要將交流電通過電源變壓器變換成適當幅值的電壓，然后才能進行整流等變換，根據需要，變壓器的次級線圈一般都為兩組以上選用合適的變壓器將220V±10%的高壓交流電變成需要的低壓交流電，要滿足電源功率和輸出電壓的需要，變壓器選用應遵循以下原則：

（1）在220V±15%情況下應能確保可靠穩定輸出。一般工程上變壓、整流和濾波后的直流電壓可以按下面情況確定：

一是要考慮集成穩壓電路一般是要求最小的輸入輸出壓差；二是要考慮橋式整流電路要消耗兩個二極管正向導通的壓降；三是要留有一定的余量。輸出電壓過高會增加散熱量，過低會在輸出低壓時不穩定，由此來確定直流電壓.

（2）變壓器要保留20%以上的電流余量。

2.整流

是將正弦交流電變成脈動直流電，主要利用二極管單向導電原理實現，整流電路可分為半波整流、全波整流和橋式整流。電源多數采用橋式整流電路，橋式整流由4個二極管組成，每個二極管工作時涉及兩個參數：一是電流，要滿足電源負載電流的需要，由于橋式整流電路中的4個二極管是每兩個交替工作，所以，每個二極管的工作電流為負載電流的一半；二是反向耐壓，反向電壓要大于可能的最大峰值。

（1）電流負載ID>IL；

（2）反向耐壓為變壓器最高輸出的峰值VD>V2。

3.濾波

濾波的作用是將脈動直流濾成含有一定紋波的直流電壓，可使用電容、電感等器件，在實際中多使用大容量的電解電容器進行濾波。圖中C2和C4為低頻濾波電容，可根據實驗原理中的有關公式和電網變化情況，設計、計算其電容量和耐壓值，選定電容的標稱值和耐壓值以及電容型號（一般選取幾百至幾千微法）。

C1和C3為高頻濾波電容，用于消除高頻自激，以使輸出電壓更加穩定可靠。通常在0.01μF～0.33μF范圍內。

（1）低頻濾波電容的耐壓值應大于電路中的最高電壓，并要留有一定的余量；

（2）低頻濾波電容C2選取應滿足：C2≥（3～5）；RL為負載電阻，T為輸入交流電的周期。對于集成穩壓后的濾波電容可以適當選用數百微法即可；

（3）工程上低頻電容C2也可根據負載電流的值來確定整流后的濾波電容容量，即：C2≥（IL/50mA）×100uF。

4.穩壓

經過整流和濾波后的直流電壓是一個含有紋波并隨著交流電源電壓的波動和負載的變化而變化的不穩定的直流電壓，電壓的不穩定會引起儀器設備工作不穩定，有時甚至無法正常工作。為此在濾波后要加穩壓電路，以保障輸出電壓的平穩性。穩壓方式有分立元件組成的穩壓電路和集成穩壓電路。分立元件組成的穩壓電路的穩壓方式有串聯穩壓、并聯穩壓和開關型穩壓等，其中較常用的是串聯穩壓方式。

（1）串聯穩壓電路

串聯穩壓電路工作框圖如圖2所示，它由采樣電路、基準電壓電路、比較放大電路和調整電路組成。

（2）集成穩壓器

隨著集成工藝技術的廣泛使用，穩壓電路也被集成在一塊芯片上，稱為三端集成穩壓器，它具有使用安全、可靠、方便且價格低的優點。

三端穩壓器按輸出電壓方式可分為四大類：

①固定輸出正穩壓器7800系列，如7805穩壓值為+5V。

②固定輸出負穩壓器7900系列。

③可調輸出正穩壓器LM117、LM217、LM317及LM123、LM140、LM138、LM150等。

④可調輸出負穩壓器LM137、LM237、LM337等。

篇10

關鍵詞：項目化；整流；濾波；穩壓

1.制作要求

1.1任務

設計直流穩壓電源，電源輸出電壓1.25~30V可調，最大輸出電流為1.5A，輸出紋波電壓小于5mV，穩壓系數小于5×10-3；輸出電阻小于0.1Ω。

1.2要求

①選擇電路形式，畫出電路原理圖；②合理選擇電路元器件的型號及參數，并列出材料清單；③畫出安裝布線圖；④進行電路安裝；⑤進行電路調試與測試，擬定調試測試內容、步驟、記錄表格，畫出測試電路。

1.3裝配電路板

在通用電路板上進行電路布局圖的安裝，電路裝配的工藝流程說明，調整測試內容與步驟，數據記錄，測試結果分析等。

2.學習要求

1、了解直流電源的基本組成和性能指標。2、掌握線性直流電源中整流、濾波、穩壓電路的選擇、電路元件的參數計算、選擇等。3、掌握線性直流電源設計的方法和步驟。4、掌握直流電源的裝配、調試和測試的操作技能。5、具有安全生產意識和預防措施。6、能與他人合作、交流，完成電路的設計、電路的組裝與測試等任務，具有團結協作、敢于創新的精神和解決問題的能力。

3.分析過程

3.1電路原理圖

如圖1所示，T1為自耦變壓器，T2為電源變壓器，V1～V4為整流二極管，C1為濾波電容，CW7812為三端穩壓器，R和RP組成負載RL，兩塊電壓表分別接在整流濾波電路的輸出端及穩壓電路的輸出端。

3.2操作過程及數據分析

1、按圖示電路先連接變壓器和整流電路，T2用18V，用示波器觀察輸入、輸出端的波形，并用萬用表測試輸入、輸出電壓的值（注意輸入是交流，輸出是脈動直流），并作好記錄。變壓器輸入電壓Ui整流后輸出電壓Uo118V16.2V

2、在第1步的基礎上，接入濾波電容，用示波器觀察濾波后輸出的波形，并用萬用表測試輸出電壓，作好記錄。變壓器輸入電壓Ui整流后輸出電壓Uo1濾波后輸出電壓Uo218V16.2V21.6V

可以看出經過整流濾波后，交流變成平滑的直流電，輸出電壓值得到提高，變為1.2Ui。

3、完全按圖1接好電路，再按以下操作測試和觀察。

①負載電阻RL保持不變，調節自耦變壓器在一定范圍內220(1±10%)V變化，觀察整流濾波電路輸出端的電壓表及負載兩端的電壓表的變化，會發現濾波電路輸出端的電壓表指針發生了變化，而負載兩端的電壓表讀數12V卻不變。

②輸入電壓（自耦變壓器調到AC220V）不變，調節RP，觀察負載兩端的電壓表，讀數12V仍不變。

可以看出:該電路在電源電壓及負載RL變化時，負載兩端電壓值均不變，即實現了穩壓功能。

由以上演示看出：直流穩壓電源就是一種把交流電變為直流電，能輸出穩定直流的一種電子設備。它一般由變壓器、整流電路、濾波電路和穩壓電路四部分組成，其框圖如圖2所示：圖2直流穩壓電路框圖

圖中，電源變壓器的作用是為電設備提供所需的交流電壓，主要起降壓的作用；整流器的作用是實現交流電變成脈動直流電；濾波器的作用是將整流后的脈動直流變換成平滑的直流電；穩壓器的作用是克服電網電壓、負載及溫度變化所引起的輸出電壓的變化，提高輸出電壓的穩定性。

根據以上內容，學生通過制作項目電路既加深了對電路結構的認識，又增添了學習興趣。使這部分枯燥的理論轉化為先觀察現象，再通過測試的數據，反推各部分數據之間的關系。簡化了理論數據的推導過程，學生學起來更加容易，這一點在我系學生學習的過程中得到普遍的認可。（作者單位：瀘州職業技術學院）

參考文獻

［1］《電子技術》;編著者,付植桐;高等教育出版社;2000年第1版