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在電路中電容C容抗值Zc=1/2πfC，且容抗隨著頻率f的增大而減小。因此濾波器電路中一個恰當的接地電容C，可使交流信號中的高頻成分通過電容落地，而低頻成分可以幾乎無損失通過，故將小電容接地等同于設計一階低通濾波器。在濾波器電路中，多處電容接地設計等同于多個低通濾波器與原電路組成低通濾波器網絡，在提高截止頻率附近幅頻特性的同時會較好抑制高頻干擾，因而接地優化在理論上是可行的。

2濾波器設計仿真

根據實踐需要，設計滿足上級輸出電路阻抗為100Ω、下級輸入電路阻抗為50Ω、截止頻率為5MHz的5階巴特沃斯低通濾波器。普通差分濾波器由于其極點與單端濾波器極點相同，故具有相同的傳遞函數，因而依據單端濾波器配置的差分結構濾波器能夠滿足指標要求。在差分結構形式上進行接地優化后，由于接地電容具有低通濾波功能，不同電容值C會導致不同頻段幅頻響應迅速衰減。圖2～圖5分別為普通差分濾波器與多處接地差分濾波器的配置電路與幅頻特性曲線。由仿真結果可得，截止頻率為5MHz的多處接地差分濾波器幅頻響應在9MHz內迅速衰減至-50dB，而后在10MHz處上升為-30dB；而普通濾波器幅頻特性在9MHz處為-20dB，在10MHz處為-22dB。因此，接地優化濾波器幅頻特性曲線總于普通差分濾波器幅頻特性曲線形成的包絡內，故多處接地達到了過渡帶變窄與抑制高頻的效果，因而接地優化電路設計通過仿真是可行的。

3實物驗證與分析

由于實際電路與理想條件有一定差異，可能導致實際效果與仿真結果不符，為驗證接地優化差分濾波器，在實際電路中能夠提高截止頻率附近幅頻特性與抑制高頻干擾的能力，將上一節仿真通過的普通差分濾波器與接地差分濾波器制作成PCB電路，通過矢量網絡分析儀測試其頻率特性，結果如圖6～圖9所示。由圖可得，多處接地差分濾波器電路中，由于接地電容相當于一階低通濾波器，所以由接地電容與普通差分濾波器組成低通濾波網絡能夠大幅提高濾波器截止頻率附近幅頻特性。同時，由于容抗Zc=1/2πfC隨f增大而減小，在高頻時幾乎為零，高頻信號可以通過電容落地，故其在高頻抑制能力上大大優于普通濾波器。因而接地優化在實際電路應用中是真實有效的，可以應用于抑制高頻信號的低通濾波器中。

4結論

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關鍵詞:濾波器;SIR;電路模型

中圖分類號:TN713文獻標識碼:A文章編號:16723198(2009)21028302

1 引言

隨著移動通信技術的發展,研制小型化高性能的微波濾波器成為一種必然趨勢。其中SIR(階梯阻抗諧振器)濾波器是一種比較獨特的平行耦合帶通濾波器,由Mitsuo Makimoto和Sadahiko Yamashita于1980年首先提出,SIR濾波器具有尺寸小、易于集成、成本低的特點外,通過控制耦合線段和非耦合線段,可以控制寄生通帶的位置,從而解決了諧波抑制的問題,在L波段和S波段得到了廣泛的應用。

2 設計原理

一般的設計諧振器級聯構成的濾波器過程是,首先根據給定的濾波器指標(如中心頻率f0,相對帶寬FBW,插入損耗和帶外抑制等),通過低通原型獲得濾波器的設計參數(級數n和低通元件值gj),然后基于選用的諧振器形式計算濾波器的電參數和結構參數。

對于如圖1所示的三階半波長SIR濾波器,其設計的電參數和結構參數一般基于以下的設計過程。

首先根據中心頻率確定單個SIR諧振器的結構參數,如圖2所示。其中Wc和Wt的選擇將決定濾波器的寄生通帶位置,而Sc、Lc和Lt長度的選擇將決定濾波器的中心頻率位置。然后根據級間耦合系數確定縫隙大小,如圖3所示。其中S的大小將決定濾波器的相對帶寬。再根據外部品質因素確定抽頭的位置,如圖4所示。而G的大小將決定濾波器的輸入輸出駐波情況。

以上的過程可以通過解析法利用其等效模型進行計算,或者通過電磁場仿真軟件進行設計。一般而言通過等效模型可以計算出初始值,然后通過仿真軟件進行優化,實測結果與仿真結果吻合的較好,但是通過這樣的設計過程,仿真的時間往往過長。為了提升設計效率,這里類似設計平行耦合濾波器的常規方式,首先找尋出SIR濾波器的電路模型,然后通過電路模型進行仿真和設計,以加快設計時間。

3 電路模型的提出

毛睿杰等人提出了單個SIR諧振器的電路模型,如圖5。其描述出了該諧振器電路中的內部耦合特性。

在此基礎上,本文提出圖1所示的三階半波長SIR濾波器的電路模型為如圖6所示。

該模型中,將諧振單元的耦合特性和諧振單元間的耦合特性均進行了描述,圖中給出了每段微帶線的電長度。

利用CAD仿真軟件Ansoft Designer進行電路模型的建模,最后的電路模型如圖7所示。

模型中,利用一段電長度為qc的六級平行耦合線來表征諧振器的內部耦合和級間耦合的一部分,而級間耦合的另一段由一段平行耦合線來表示。同時模型中,考慮到微帶切角和寬度變換對計算精度的影響,而引入了微帶彎角和T型接頭。到此便完成了三階半波長SIR濾波器電路模型的建立。

4 電路模型的驗證

利用該電路模型,我們設計了一個中心頻率1.6GHz的帶通濾波器來進行驗證實驗。

基片的選擇為Duroid5880,εr=9.5,整個設計的過程如下:首先選擇寄生同帶的位置為2.5倍中心頻率附近,確定Wc=2mm,Wt=0.7mm;因為需要設計的中心頻率為1.6GHz,選擇Sc=0.2mm,Lt=7.28mm,通過調整Lc的長度來使濾波器的中心頻率達到設計的要求;該濾波器的相對帶寬沒有要求,選擇S=0.2mm;最后調整G的大小使得濾波器的駐波達到一定要求。因此濾波器設計中所需要調整的參數主要有兩個:決定濾波器中心頻率的Lc,和決定濾波器駐波的G。

利用圖7的電路模型,可以計算出Lc的長度與中心頻率的關系如圖8。

可見當Lc長度在6.45mm附近時,中心頻率為1.6GHz。此時取Lc=6.45mm,根據經驗估計G的取值范圍介于1-3mm之間,圖9給出了G分別取1、2、3mm時的仿真結果。

從圖9可以看出G的大小的選擇需要從對濾波器S11/S22參數中選擇出較為理想的值的確定,這里選擇G=1.8。

根據以上的參數選擇,設計出濾波器進行比較,其比較結果如圖10和圖11所示。

從圖10和圖11的比較結果可以看出,濾波器的帶內插損、駐波情況和寄生同帶位置的仿真結果和實測結果吻合得較好。而實測濾波器的中心頻率比仿真結果偏高約30MHz;實測的濾波器帶寬約100MHz,而仿真的設計帶寬為130MHz;并且實測的濾波器在低頻邊帶內有一個諧振點使得濾波器的低邊帶帶外抑制較高,實測的濾波器在高頻邊帶的抑制度較仿真結果略低一些。

5 結論

本文從耦合諧振器構成的帶通濾波器設計過程出發,分析了三階半波長SIR濾波器的電路模型,并對該電路模型進行建模和仿真,最后以一個L波段微帶SIR濾波器為例,對其設計過程進行了詳細的研究,比較了電路模型仿真結果和實測結果的區別。測試結果表明利用SIR濾波器電路模型仿真濾波器這種設計方法具有較高的準確性。

參考文獻

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[4]毛睿杰, 唐小宏, 馬海虹.基于HFSS設計發夾形SIR帶通濾波器[J].2005'全國微波毫米波會議論文集,2005: 12091212.

篇3

【關鍵詞】光伏并網逆變器；LCL濾波器；參數設計

一、引言

隨著光伏太陽能電池板的工藝不斷進步，太陽能并網發電逐漸成為熱點。大功率光伏并網逆變技術是太陽能光伏并網發電領域最核心技術之一。而逆變器側的濾波器參數選擇是關系著其并網的性能優劣的關鍵點之一。因此，設計參數合適的濾波電路及確定合適的濾波電路參數非常重要。

二、L及LCL濾波器效果對比

并網逆變器濾波結構主要有L型及LCL型。

L型濾波器是一階的，電流諧波幅值一直以-20dB/dec下降，LCL型濾波器是三階的，在諧振頻率之前，和L一樣，電流諧波幅值以-20dB/dec下降，諧振頻率之后，電流諧波幅值以-60dB/dec下降。隨著頻率的增加，在高頻階段LCL能有效抑制諧波成分。同時可以看到，如果想達到相同的濾波效果，LCL型濾波器總電感量是L型濾波器總電感量的1/3，極大的減小了濾波器的體積，節省了材料及成本。

三、500kW大功率光伏并網逆變器的LCL濾波電路參數設計

1.總電感的約束條件

LCL濾波電路中，電容支路開路，總電感大小為L=L1+Lg，根據基爾霍夫電壓定理有：

根據圖1，可以看出，A點表示逆變器輸出電流與電網電壓同向，逆變器向電網傳輸有功功率，功率因素為1。

根據圖1，由余弦定理得出：

2.諧振點的約束條件

LCL濾波電路發生諧振時，該次并網諧波諧波電流會顯著增加。根據諧振公式，可以知道并網電流發生諧振點頻率為：

（3-4）

在大功率光伏并網逆變器控制技術中，一般采用SVPWM調制方式。該調制方式使得諧波電流在開關頻率及開關頻率倍數附近含量很大。所以，諧振頻率應避開開關頻率倍數處。工程中，一般將諧振點取在10倍基波頻率和一半開關頻率的范圍之間，即：

（3-5）

3.逆變器側電感L1的計算

在SVPWM調制情況下，設定電感電流紋波在每一個載波周期內不能超過峰值電流的20%，有：

其中，Ts為載波周期，為紋波電流，。

4.并網側電感Lg的計算

工程上，一般將逆變器側電感值的1/6到1/4作為并網側電感值，即Lg=（1/6～1/4）。

5.電容C的計算

電容導致的無功功率必須小于逆變器總容量的5%，本次計算中選取逆變器額定容量的2%作為無功功率。

6.計算電容側電阻值Rd

為了使大功率并網逆變器有更好的穩定性，采用控制方法較簡單的無源電阻法來并網。它將LCL濾波器電容側串聯入電阻Rd，減小諧振點的諧波電流。Rd的引入導致系統損耗增加。

分析式（3-11），可以看到，功率損耗隨電阻的增大，先增大后減小，當時，功率損耗出現的極大值。因此無源電阻取值應該避免這些點。

考慮到諧波電流主要分布在開關頻率及其倍數附近，即：

時，逆變器有較大損耗。

綜合考慮：

此時，無源電阻功率損耗不大。所以，基于500kW的光伏并網逆變器LCL濾波電路選取的參數如表1所示：

7.驗算諧振點

將計算好的各值帶入式（3-5），檢驗電流諧振點，則fres=1493Hz。滿足系統要求。

四、仿真驗證

采用Matlab/Simulink搭建仿真模塊，控制算法用S函數編寫而成。

光伏電池板直流電壓源采用Boost電路，通過電流閉環控制功率大小，模擬光伏電池板在不同光照下工作。并網逆變器采用SVPWM7段式調制策略，實現單位功率因素的并網運行。

研究發現，為了實現逆變器單位功率因素并網運行，取逆變器側的電流反饋，此時需要給Q軸給定電流做移相補償，補償的無功電流為：

Boost電路中，直流側電壓500V，電感L=10mH，開關頻率2.5kHz，支撐電容10mF。三相并網逆變器LCL濾波器參數如表1所示，并網線電壓270V。

五、結論

仿真結果如圖2～圖5所示，可以看到額定功率運行時，并網電流的諧波為1.38%。當輕載運行時，因為調制度降低，SVPWM調制諧波電壓含量增加，并網電流總諧波含量為9.29%。

對于輸出功率隨光照強度變化的光伏太陽能逆變器，仿真證明此LCL濾波器能達到很好濾波效果。證明了LCL濾波器設計的正確性。

參考文獻

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[2]張興，曹仁賢.太陽能光伏并網發電及逆變控制[M].機械工業出版社，2011：68-71.

[3]Soeren Baekhoej Kjaer，John K.Pedersen，Frede Blaabjerg.A Review of Single-Phase Grid-Connected Invertersfor Photovoltaic Modules[J].Industry Applications，IEEE Transactions on.2005，41（5）.

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[6]宋靜文.大功率光伏逆變器損耗模型的研究[D].西南交通大學碩士學位論文，2013.

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篇4

【關鍵詞】高分辨譜估計；APES算法；艦船目標檢測；循環對消

影響艦船目標檢測的主要因素是海雜波，由于艦船目標速度較慢，目標多普勒譜會有大部分落入高頻海洋二階及高階回波的多普勒譜中，嚴重影響了目標的信雜比。對于短的時間序列，傳統的傅里葉變換頻率分辨力太差，速度較慢的艦船目標會被強大海雜波淹沒。

要解決這個問題，可以從兩個思路方面來考慮：一個是采用性能更好的雜波抑制算法，盡可能的抑制遮蔽目標的雜波而不損害目標會波分量；另一個是盡量提高多普勒譜的頻域分辨率，使雜波譜盡量窄一些，那樣目標也相對容易顯現。本文提出一種利用高分辨譜估計方法獲得目標回波多普勒譜然后進行循環對消的目標檢測方法，該方法既能提高譜的分辨率，又能更好的得到雜波信息，有利于雜波的抑制。

一、高分辨譜估計方法

高分辨譜估計方法可以得到較高頻域分辨率的多普勒譜，能夠更容易地在頻域把艦船目標和背景干擾分開。常用的高分辨譜估計方法有Capon方法、APES算法等，本文利用Capon譜估計方法對頻率的估值較準確，而APES譜估計算法對幅度估計較準確的特點，將Capon方法與APES算法相結合，構成CAPES算法。下面對APES幅度相位估計方法和Capon譜估計方法進行介紹。

（一）Capon譜估計方法

Capon譜估計的原理是設計一種FIR數字濾波器，使它在保證濾波器輸入的某個頻率成分完全通過的前提下，使濾波器輸出功率最小。如果讓角頻率為的復正弦信號無失真地通過濾波器，則將濾波器的輸出功率作為對輸入信號在該頻率上的功率譜估計。

設計一個m階有限長脈沖響應濾波器，將其濾波器系數表示為：

其中m是一個未確定的正整數。假設輸入信號為N點序列，則濾波器在時刻n的輸出為：

（二）APES幅度相位估計方法

APES算法是一種正弦信號的幅度相位估計方法[1]，與傳統傅里葉變換方法相比，APES方法獲得的多普勒譜頻域分辨率高、旁瓣較低，能更準確地估計信號的幅度和相位。

APES方法可以描述為[2]：

根據最小二乘（LS）的思想，對于一個角頻率，考慮濾波器系數使濾波器輸出盡可能接近角頻率為、幅度為的單頻信號，表示復共軛轉置，假設表述如下：

由上文對APES算法和Capon算法的描述可知，APES算法對信號功率譜的幅度估計更為精確，而Capon方法對功率譜的頻率估計更為準確，因此我們將Capon方法與APES算法結合起來，先用Capon方法估計信號的功率譜，獲得功率譜峰值對應的頻率，再用APES算法估計頻率處的幅度，這種CAPES算法能夠獲得信號更精確的功率譜。

二、基于高分辨譜估計的海雜波循環對消算法

海雜波對消算法是利用各種信號幅度頻率估計方法得到海雜波的峰值及峰值對應的頻率、相位，得到海雜波峰值處對應的單頻信號，然后從原信號中將該單頻信號減去。本文用高分辨譜估計方法代替傳統的FFT譜估計方法，提出基于高分辨譜估計的海雜波循環對消算法。

在短的相干積累時間條件下，海雜波的時變性可以不予考慮，可以用兩個諧波分量來模擬海雜波，通過對這兩個諧波分量幅度、頻率和初始相位的估計，在時域擬合出這兩個諧波分量，再從初始信號中減去這兩個分量，就能達到雜波抑制的目的。該算法的核心在于如何精確地估計諧波分量的頻率、幅度和初始相位。因為海雜波的能量往往遠高于艦船目標回波的能量，所以可以估計初始信號中能量最大的諧波分量并將其看作海雜波分量減去，這種經過估計參數、擬合單頻信號并從原始信號中將其減去的過程要經過多次循環重復才能較好地抑制海雜波從而讓目標凸現出來。

基于高分辨譜估計的循環對消算法的具體步驟如下：

1.對于一定長度的雷達回波信號，用Capon方法得到其多普勒譜；

2.從頻譜里面提取出最大譜峰對應的頻率；

3.用APES算法估計頻率處對應的幅度；

4.用公式估算出該譜峰處對應的初始相位；

5.根據估計得到的頻率，幅度以及相位，重構出復正弦信號；

6.用原始雷達回波信號得到新的信號；

7.用CAPES算法估計新序列的多普勒譜，檢查艦船目標是否凸顯，如果未凸顯，則繼續從步驟1開始迭代，直到艦船目標出現為止。

采用步驟4中的公式估算譜峰對應的初始相位可以使得對一階Bragg峰的擬合誤差最小。

本文提出算法的主要特點是頻域分辨率高、對消效果明顯，一般通過2～3次迭代就能達到較好的雜波抑制效果[8]。與傳統的通過傅里葉譜估計方法獲得多普勒譜的對消算法相比，該算法解決了在短相干積累時間條件下頻域分辨率不高、海雜波難以消除的問題。

三、實驗分析

下面我們用仿真信號來驗證本文提出的循環對消算法的有效性。

，為海雜波信號，為艦船目標信號，為零均值、方差為1的高斯白噪聲，同取128點數據（以保證相同的相干積累時間）進行實驗。實驗結果如圖1所示經過兩次對消后，雜波被對消掉，目標顯現，從而說明本文提出的目標檢測算法是有效的。

參考文獻

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[6]張同舟.高頻雷達目標檢測方法研究[D].西安電子科技大學碩士學位論文，2011（3）：15-25.

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篇5

關鍵詞：系統；串擾；失真；傳輸特性

中圖分類號：TP391文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2012)04-0880-05

Research and Simulation Design on Zero Intersymbol Interference Based on MATLAB

LI Li

(School of Mechanical and Electrical Engineering, Guangzhou University, Guangzhou 510006, China)

Abstract: In the digital baseband transmission system,ISI(Intersymbol Interference) is the one of the main factors of impact of base-band transmission system performance. Therefore, how to eliminate it and how to make the system depress error rate in the digital baseband transmission system are the solving question. The hardware experimental system is not ideal. In this thesis, using MATLAB software to en? able simulation of baseband transmission systems, and by the graphics obtained by MATlAB analyse of zero ISI transmission characteristics of the system.

Key words: system; interference; distortion; transmission characteristics

無碼間串擾系統在基帶傳輸系統中起到非常重要的意義。在數字基帶系統中如何使系統的誤碼率達到規定的要求在硬件實驗系統中來實現并不理想。本論文研究的方法是借助MATLAB軟件實現碼間串擾消除方案的動態仿真，驗證影響通信質量的因素，并在此基礎上，通過對理想低通濾波和升余弦滾降系統的傳輸特性的對比研究，深入分析無碼間串擾基帶傳輸系統傳輸函數的性能。

1系統分析

1.1基帶傳輸系統模型

現在討論數字基帶信號通過基帶傳輸系統的傳輸性能。基帶傳輸系統的模型如圖1。[1]圖1基帶傳輸系統的模型

1.2碼間串擾的產生

造成判決錯誤的主要原因是噪聲和由于傳輸特性不良而引起的碼間串擾[1]。基帶脈沖序列通過系統時，系統的濾波器作用是使脈沖展寬，他們重疊到鄰近時隙去。當接收端以抽樣時刻來測定的信號幅度為依據進行判決，從而導出原脈沖的消息。假如重疊到鄰接時隙內的信號太強，可能發生錯誤判決。現實中可能出現好幾個鄰近脈沖的拖尾疊加。這種脈沖重疊在接收端造成判決困難的現象稱作碼間串擾。

因此可以看出，傳輸基帶信號受到約束的主要影響因素是系統的頻率特性。當然有意地加寬傳輸頻帶使這種干擾減小到任意程度。但是這就會不必要地浪費了帶寬。如果展寬得太多還會使過大的噪音引入系統中來。

1.3碼間串擾的解決方法

通過設計信號的波形，并設計所采用的傳輸濾波器，使得在最小傳輸帶寬的條件下大大減小或者消除這種干擾。因而可見，研 究基帶的傳輸特性H（w）對碼間串擾的影響有很大的意義。

雖然理想低通濾波器特性能達到基帶傳輸系統的極限性能，不過這種特性在實際中是無法實現的。即使可以獲得相當逼近的理想特性，但由于理想低通濾波器的沖激響應是Sa（x）型，衰減比較慢，拖尾又很長，所以要求抽樣點定時必須精確同步，否則當信號速率.截止頻率或抽樣時刻稍有偏差就會產生碼間串擾。因此，需要進一步研究對實際的基帶傳輸系統提出怎樣的要求才能使數字信號波形的拖尾收斂得比較快，而且相鄰碼元間要保證沒有碼間串擾。

奈奎斯特曾經對這個問題進行了研究，并且導出了無碼間串擾必須滿足的條件。奈奎斯特的結果稱作頻譜形式的殘留對稱定理。根據這個定理，只要信號頻譜Y（w）是實數時，而且對w=+Wc或-Wc點存在奇對稱性，它便可具有任意形狀，都可以獲得具有所需求零點分布的脈沖信號。這種設計也可看成是理想低通特性按奇對稱條件進行“圓滑”的結果，上述的“圓滑”，通常被稱為“滾降”。圖2為對稱特性圖。[1]

圖2頻譜對稱特性圖

1.4滾降因子[1]

符合上述對稱特性條件的H（w）有很多，實際中具有余弦滾降特性的傳輸特性用得最多。圖3為余弦滾降特性及其相應的波形。圖中a為帶寬展寬W1與奈奎斯特帶寬Wc，即是a=W1/Wc，稱之為滾降因子。Y(t)衰減快慢與滾降因子a有關。A越大，衰減越快，傳輸可靠性就越高，但是所需頻帶也越寬，單位帶寬可傳輸的信號速率酒越低（即頻帶利用率降低）。因此，傳輸可靠性的提高是用增加傳輸帶寬或降低傳輸速率換來的。現實中，根據具體要求選取適當的a值。通常稱a=0.3為30%滾降特性。此時變為升余弦特性。

2系統設計

根據消除碼間串擾的方法，對圖1的基帶傳輸模型圖采用軟件的方法來仿真實現。

2.1用MATLAB產生雙極性NRZ數字基帶波形

雙極性非歸零碼是用正電平和負電平分別表示的二進制碼0和1的碼型，它同雙極性歸零碼類似，但雙極性非歸零碼的波形從統計平均來看，該碼型信號在0和1的數目各占一半時無直流分量，并且接收時判決電平為0，容易設置并且穩定，因此抗干擾能力強[2]。此外，可以在電纜等無接地的傳輸線上傳輸，所以雙極性非歸零碼應用極廣。

2.2程序解析

N_sample=17; N_data=1000;

gt = ones(1,N_sample); %數字基帶波形

d=sign(randn(1,N_data));%輸入數字序列

D=length(d);%測d的長度

dd=zeros(N_sample,D);

dd(1,:)=d;

dd=reshape(dd,1,N_sample*D)；

Dt=conv(dd,gt);

figure(1)

subplot(211)

plot(t1,Dt(1:length(t1)));

axis([0 20 -1.5 1.5]);

ylabel(’輸入雙極性NRZ波形’);

subplot(212)

stem(t1,dd);

axis([0 20 -1.5 1.5]);

ylabel(’輸入數字序列’);

圖4雙極性NRZ碼

2.3用MATLBA仿真理想濾波器[4]

用MATLAB仿真理想濾波器的目的是通過理想濾波器對比設計的滾降余弦濾波器。

Dt=conv(dd,gt);%雙極性NRZ碼

ht1=5*sinc(5*(t1-5)/Ts);%理想濾波器

rt2=conv(Dt,ht1);%濾波后的波形

figure(4)

subplot(211)

plot(t1-5,[0 rt2(1:length(t1)-1)]/16);

axis([0 20 -1.5 1.5]);

ylabel(’理想低通濾波后輸出’);

subplot(212)

aa=rt2(N_sample-1:N_sample:end);

C=length(aa);

aaa=zeros(N_sample,C);

aaa(1,:)=aa;

aaa=reshape(aaa,1,N_sample*C);

stem(t1-5,aaa(1:length(t1))/16);

axis([0 20 -1.5 1.5]);

ylabel(’理想低通濾波后抽樣輸出’);

圖5理想濾波器輸出的波形

2.4用MATLAB仿真升余弦滾降系統[3]

st=conv(dd,ht);

tt=-3*Ts:dt:(N_data+3)*N_sample*dt-dt;

figure(5)

subplot(211)

plot(tt+1,[0 st(1:length(tt)-1)]);

axis([0 20 -1.2 1.2]);xlabel(’t/Ts’);ylabel(’升余弦滾降系統濾波后輸出’);

subplot(212)

aa=st(N_sample-1:N_sample:end);

C=length(aa);

aaa=zeros(N_sample,C);

aaa(1,:)=aa;

aaa=reshape(aaa,1,N_sample*C);

stem(tt+1,aaa(1:length(tt)));

axis([0 20 -1.5 1.5]);

ylabel(’升余弦滾降系統濾波后輸出’);

2.5用MATLAB畫出眼圖

figure(3)

subplot(211)

ss=zeros(1,eye_num*N_sample);

ttt = 0:dt:N_sample*eye_num*dt-dt;

for k = 3:50

ss = st(k*N_sample+1:(k+eye_num)*N_sample);

drawnow;

plot(ttt,ss);hold on;

end

xlabel(’t/Ts’);ylabel(’升余弦滾降系統濾波后輸出眼圖’);

subplot(212)

ss=zeros(1,eye_num*N_sample);

ttt = 0:dt:N_sample*eye_num*dt-dt;

for k = 3:50

ss = rt2(k*N_sample+1:(k+eye_num)*N_sample);

drawnow;

plot(ttt,ss);hold on;

end

xlabel(’t/Ts’);ylabel(’理想低通濾波后輸出眼圖’);

圖7眼圖

從眼圖中可以看出，經理想濾波器濾波后的眼圖的眼比升余弦的眼圖要大。雖然升余弦的眼圖線因為噪音有點模糊，但已經無碼間串擾。

2.6兩個系統的對比

3結束語

升余弦滾降系統和理想濾波器系統一樣，可以使雙極性NRZ碼在噪聲影響下恢復出原信號，做到無碼間串擾。升余弦滾降系統和理想濾波系統相比較，可以看出，升余弦滾降系統滾降沒理想濾波器的降幅大，拖尾比它長。而且數值會比理想濾波器的幅度小，表明其消耗比理想濾波器大。但升余弦滾降系統滿足了無碼間串擾系統的要求，而且出來的波形比較圓滑，拖尾比較短，恢復原信號正確。通過對無碼間串擾傳輸特性的動態仿真分析及研究，使其對實際系統的設計具有很強的指導作用。

參考文獻：

[1]王秉鈞.現代通信原理[M].北京:人民郵電出版社,2006.

[2]郭文斌.通信原理：基于Matlab的計算機仿真[M].北京:北京郵電大學出版社,2006.

篇6

【關鍵詞】 擴展卡爾曼濾波觀測器 異步電機轉子轉速檢測 魯棒性

交流異步電動機具有結構堅固，造價低廉，工作可靠等突出優點。為了解決電機斷電情況下再啟動時產生的極大力矩損害電機的問題，高性能電機驅動系統通常采用矢量控制等驅動控制策略，這些控制策略需要了解轉子的速度以實現磁場定向。為了克服機械式傳感器給系統帶來的缺陷，轉子轉速檢測技術應運而生。

作為轉子轉速檢測技術的一種，擴展卡爾曼濾波器（EKF）由R.E.Kalman在1960年提出[1]，之后在各個領域獲得了廣泛的應用。擴展卡爾曼濾波器實際上是一個全階狀態觀測器，通過使用含有噪聲的信號對非線性系統進行實時遞推獲得最優狀態估計。由于其可實現性強、方法簡單、收斂迅速等優點，逐漸成為非線性系統狀態估計中應用廣泛的算法。EKF法避免了微分運算，采用一種迭代形式進行非線性估計，通過調節誤差協方差陣來調節狀態估計的收斂速度[2-3]。 此外，與其它轉速估計算法相比，擴展卡爾曼濾波器法有非常強的抗干擾能力。由于EKF是建立在系統的隨機過程模型上，因此針對交流異步電機模型的非線性性和不確定性，EKF估計性能優越，表現出較好的魯棒性和抗噪能力，成為目前異步電機轉速估計問題研究的熱點[4-5]。

文獻[6]利用擴展卡爾曼濾波器，將轉子轉速看成一個狀態量，通過測量電機定子側的端電壓和電流在線估計電機轉子速度，文章研究了采樣周期、濾波器參數和電機參數對轉速在線估計性能指標的影響，通過仿真實驗對比分析證明該方法進一步優化了用擴展卡爾曼濾波器對電動機轉速的辨識。

由于電機是一個非線性、多變量、強耦合的系統，電機參數也會受到溫度及磁場的影響，因此如何獲得準確的電機參數，建立較為精確的數學模型，在異步電機的高動態性能控制系統中顯得尤為重要。許多學者也進行了參數變化對矢量控制影響的分析，文獻[7]中 C.Attaianese等對參數變化產生的無速度傳感器轉速估計的影響進行了研究，通過推導異步電機的轉速表達式，把轉速表示成電機參數的因變量，進而分析電機各參數變化對轉速估計的影響。

本論文的主要工作就是設計實現EKF觀測器對轉子轉速的檢測，對EKF對于電機參數變化之魯棒性進行分析及改進。

1 EKF觀測器的設計與實現

EKF觀測器方程建立，EKF原理是基于非線性系統，利用估計誤差實時修正觀測器的增益矩陣（K），以得到優化的狀態估計向量。EKF觀測器在建立方程的過程中引入了噪聲量，以下系統狀態方程的表達[8]：

上式中w（t）與v（t）為方差為Q（t）和R（t）、零均值的高斯白噪聲。我們將其表達為：

，

觀測器的建立分為三步：

初始化：，

預測：

更新：

定義狀態方程如下：

，

，

式中F（t）與H（t）為函數f的雅克比矩陣：

，

EKF觀測器Simulink建模下圖為異步電機與EKF觀測器Simulink模型。

2 加入電機參數估算器的EKF原理

加入定子電阻估算器的EKF原理，為了優化EKF對于定子電阻值變化的魯棒性，我們向系統中添加定子電阻估算器，即將電機定子電阻添加到電機狀態向量中。

我們設定：

我們注意到在中只有變量中存在電機定子電阻Rs量。同時加入定子電阻、電感估算器的EKF原理為了完善EKF觀測系統，在這一節中我們將要建立一個同時對異步電機定子電感值實時檢測的系統。這個系統與前面加入定子電阻估算器的EKF觀測器合二為一。在上兩節方程的基礎上我們設定：

因此：

3 仿真和實驗結果

異步電機參數如下：定子電阻Rs=26.9mΩ，定子電感Ls= 6.67mH，轉子電阻Rr=6mΩ，轉子電感Lr=6.67mH，互感M= 6.5mH，電機轉動慣量J=20kg.m2，摩擦系數fv=0.1N.m.s，電機極數p=2。在EKF觀測器的設計中，雖然是基于電機確定性的方程，但存在定子電流和定子電壓的測量誤差，這些不確定性和測量誤差都納入協方差矩陣Q和R中。本論文中對EKF觀測器實現的仿真中： Q（t）=diag（1，1，1，1，5000），R（t）=diag（0.52，0.52）。誤差協方差預報陣的初始值P0=diag（0，0，0，0，24649）。在加入Rs估算器為改進EKF觀測器魯棒性的仿真實驗中：Q（t）=diag（1，1，1，1，106，10（0）6），R（t）=diag（0.52，0.52），P0=diag（0，0，0，0，10000，100）。在加入Rs與Ls估算器為改進EKF觀測器魯棒性的仿真實驗中：QRs（t）=diag（1，1，1，1，107，105），QLs（t）=diag（1，1，1，1，100），R（t）=diag（0.52，0.52）， P0Rs=diag（0，0，0，0，10000，0），P0Ls=diag（diag（0，0，0，0，1）。在電機斷電的過程中定子電阻會隨時間的推移而發生變化，本論文在驗證EKF觀測器對電機參數變化之魯棒性的試驗中設定定子電阻為實際值的1.2倍，在通過加入Rs估算器對EKF觀測器進行改進的的仿真實驗中定子電阻設定為由1.3Rs至Rs的線性變化。

圖1為EKF觀測器在無電機參數變化的情況下對轉子轉速信息檢測的實驗結果，驗證了EKF觀測器的可行性。

4 結語

本文研究了基于EKF觀測器的異步電機轉子轉速檢測方法對于電機參數變化之魯棒性并提出了優化方案。在EKF觀測器系統中添加電機參數估算器，實時對對應變量進行更新以優化觀測器增益矩陣能夠很好的解決該參數對觀測器效率的影響。仿真結果顯示，在觀測器系統中添加定子電阻及定子電感估算器之后EKF觀測器可精確估計轉子轉速及相對應的電機參數，但觀測速度有所下降，因此在實際應用中應該考慮電機參數估算器與EKF觀測器系統相關參數耦合的影響，以達到提升EKF觀測效率提升的目的。

參考文獻：

[1]R. E. Kalman，A new approach to linear filtering and prediction problems.Taransaction of the ASME-Journal of Basic Engineering[J]，1960：35-45.

[2]Barut Murat，Bogosyan O.Seta， Gokasan Metin.An EKF-based estimator for the speed sensorless vector control of induction motors[J].Electric Power Components and Systems，2005，33（7）：727-744.

[3]Fea-Jeng Lin.Application of EKF and RLS estimators in induction motor drive[C].PESC'96 Record，27th Annual IEEE，1996，1：713-718.

[4]張猛，肖曦，李永東.基于擴展卡爾曼濾波器的永磁同步電機轉速和磁鏈觀測器[J].中國電機工程學報，2007（36）：36-40.

[5]Barut Murat，Bogosyan O.seta，Gokasan Metin.EKF based estimation for direct vector control of induction motors[C].IECON Proceedings，2002，2：1710-1715.

[6]Young-Seok Kim，Sang-Uk Kim，Lee-Woo Yang.Implementation of a speed-sensorless control of induction motor by reduced-order extended Kalman filter[C].APEC'95，Conference proceedings， 1995，1（10）：197-203.

[7]C.Attaianese，G.Fusco，I.Maronfiu.and A.Perfetto.Parameter sensitivity of speed estimation in speed sensorless induction motor drives[C].Advanced Motion Control.AMC'96-MIE.Proceedings，1996，1：162-167.

篇7

    論文摘 要:隨著高新技術的不斷開發,數字通信及控制技術也在飛速發展,計算機通信及控制技術得到了廣泛應用,針對各種情況探討了保證計算機通信與控制系統可靠運行的措施。

    1 在設計計算機通信與控制系統時要注意以下事項

    (1)在對計算機通信與控制系統設計和配置時,要注意到系統的結構要緊湊,布局要合理,信號傳輸要簡單直接。

    在計算機通訊與控制系統的器件安裝布局上,要充分注意到分散參數的影響和采用必要的屏蔽措施:對大功率器件散熱的處理方法;消除由跳線、跨接線、獨立器件平行安裝產生的離散電容、離散電感的影響,合理利用輔助電源和去耦電路。

    (2)計算機通信與控制系統本身要有很高的穩定性。

    計算機通信與控制系統的穩定性,一方面取決于系統本身各級電路工作點的選擇和各級間的耦合效果。特別是在小信號電路和功率推動級電路的級間耦合方面,更要重視匹配關系。另一方面取決于系統防止外界影響的能力,除系統本身要具有一定的防止外界電磁影響的能力外,還應采取防止外界電磁影響的措施。

    (3)算機通信與控制系統防止外界電磁影響的措施,應在方案論證與設計時就給予充分考慮。

    例如數字信號的采集傳輸,是采用脈沖調制器還是采用交流調制器,信號在放大時采用幾級放大器,推動司服系統工作時采取何種功放,反饋信號的技術處理及接入環節,電路級間隔離的方法,器件安裝時連接和接地要牢固可靠,避免接觸不良造成影響,機房環境選擇和布局避免強電磁場的影響等。

    2 排除電源電壓波動給計算機通信與控制系統帶來的影響

    計算機通信與控制系統的核心就是計算機,計算機往往與強電系統共用一個電源。在強電系統中,大型設備的起、停等都將引起電源負載的急劇變化,也都將會對計算機通信與控制系統產生很大的影響;電源線或其它電子器件引線過長,在輸變電過程中將會產生感應電動勢。防止電源對計算機通信與控制系統的影響應采取如下措施:

    (1)提高對計算機通信與控制系統供電電源的質量。

    供電電源的功率因數低,對計算機通信與控制系統將產生很大的影響,為保證計算機通信與控制系統穩定可靠的工作,供電系統的功率因數不能低于0.9。

    (2)采用獨立的電源給計算機通信與控制系統供電。

    應對計算機通信與控制系統的主要設備配備獨立的供電電源。要求獨立供電電源電壓要穩定,無大的波動;系統負載不能過大,感性負載和容性負載要盡可能的少。

    (3)對用電環境惡劣場所采取穩壓方法。

    對計算機等重要設備采用UPS電源。在穩壓過程中要采用在線式調壓器,不要使用變壓器方式用繼電器接頭來控制的穩壓器。

    3 防止由于外界因素對供電電源產生的傳導影響

    由于外界因素對電源產生的傳導影響要采取以下措施。

    3.1 采用磁環方法

    (1) 用磁環防止傳導電流的原理。

    磁環是抑制電磁感應電流的元件,其抑制電磁感應電流的原理是:當電源線穿過磁環時,磁環可等效為一個串接在電回路中的可變電阻,其阻抗是角頻率的函數。

    即:Z二f/(ω)

    從上式可以看出:隨著角頻率的增加其阻抗值再增大。

    假設Zs是電源阻抗,ZL是負載阻抗,ZC是磁環的阻抗,其抑制效果為:

    DB=20Lg[(Zs+ZL+ZC/(ZS+ZL)]

    從上述公式中可以看出,磁環抑制高頻感生電流作用取決于兩個因素:一是磁環的阻抗;另一個是電源阻抗和負載的大小。

    (2) 用磁環抑制傳導電流的原則。

    磁環的選用必須遵循兩個原則:一是選用阻抗值較大的磁環:另一個是設法降低電源阻抗和負載阻抗的阻值。

    3.2 采用金屬外殼電源濾波器消除高頻感生電流,特別是在高頻段具有良好的濾波作用

    電源濾波器的選取原則

    對于民用產品,應在100KHZ一30MHZ這一頻率范圍內考慮濾波器的濾波性能。軍用電源濾波器的選取依據GJBl51/152CE03,在GJBl51/152CE03中規定了傳導高頻電流的頻率范圍為15KHZ-50MHZ。

    4 抑制直流電源電磁輻射的方法

    4.1 利用跟隨電壓抑制器件抑制脈沖電壓

    跟隨電壓抑制器中的介質能夠吸收高達數千伏安的脈沖功率,它的主要作用是,在反向應用條件下,當承受一個高能量的大脈沖時,其阻抗立即降至很低,允許大電流通過,同時把電壓箝位在預定的電壓值上。利用跟隨電壓抑制器的這一特性,脈沖電壓被吸收,使計算機通信與控制系統也減少了脈沖電壓帶來的負面影響。

    4.2 使用無感電容器抑制高頻感生電流

    俗稱“隔直通交”是電容器的基本特性,通常在每一個集成電路芯片的電源和地之間連接一個無感電容,將感生電流短路到地,用來消除感生電流帶來的影響,使各集成電路芯片之間互不影響。

    4.3 利用陶瓷濾波器抑制由電磁輻射帶來的影響

    陶瓷濾波器是由陶瓷電容器和磁珠組成的T型濾波器,在一些比較重要集成電路的電源和地之間連接一個陶瓷濾波器,會很好起到抑制電磁輻射的作用。

    5 防止信號在傳輸線上受到電磁幅射的方法

    (1)在計算機通信與控制系統中使用磁珠抑制電磁射。

    磁珠主要適用于電源阻抗和負載阻抗都比較小的系統,主要用于抑制1MHZ以上的感生電流所產生的電磁幅射。選擇磁珠也應注意信號的頻率,也就是所選的磁珠不能影響信號的傳輸,磁珠的大小應與電流相適宜,以避免磁珠飽和。

    (2)在計算機通信與控制系統中使用雙芯互絞屏蔽電纜做為信號傳輸線,屏蔽外界的電磁輻射。

    (3)在計算機通信與控制系統中采用光電隔離技術,減少前后級之間的互相影響。

    (4) 在計算機通信與控制系統中要使信號線遠離動力線;電源線與信號線分開走線。輸入信號與輸出信號線分開走線;模擬信號線與數字信號線分開走線。

    6 防止司服系統中執行機構動作回饋的方法

    6.1 RC組成熄燼電路的方法

    用電容器和電阻器串聯起來接入繼電器的接點上,電容器C把觸點斷開的電弧電壓到達最大值的時間推遲到觸點完全斷開,用來抑制觸點間放電。電阻R用來抑制觸點閉合時的短路電流。

    對于直流繼電器,可選取:

    R=Vdc/IL

    C=IL*K

    式中,Vdc:直流繼電器工作電壓。

    I:感性負載工作電流。

    K二0.5-lЧF/A

    對于交流繼電器,可選取:

    R>0.5*UrmS

    C二0.002-0.005(Pc/10) ЧF

    式中,Urms:為交流繼電器額定電壓有效值。

    Pc:為交流繼電器線圈負載功率。

    6.2 利用二極管的單向導電特性

篇8

論文關鍵詞：低溫低噪聲放大器(LNA)，Ku波段，隔離器，噪聲系數

 

1、引言

在微波通訊系統中，接收機噪聲特性的優劣是決定系統接收靈敏度的重要因素，而接收前端的低噪聲放大器（LNA）是影響接收系統噪聲指標的關鍵部件，其噪聲特性將直接影響系統整體的噪聲水平[1]。低溫下工作的Ku波段放大器具有極低的噪聲特性，在微波通信、衛星通信、天文觀測等領域中都具有非常重要的應用。當前Ku低溫低噪聲放大器的研究工作只有少量報道，性能尚不能達到實際使用的要求。

本文設計并制作了一個Ku波段低溫低噪聲放大器隔離器，旨在與高溫超導濾波器級聯，使用在高溫超導濾波子系統之中[2]。該LNA采用插指電容新結構，使用ADS軟件仿真優化性能，并通過優化的封裝工藝制備了LNA樣品站。在77K溫度下測試結果表明，噪聲系數小于2dB，增益約10dB，反射系數小于20dB。該LNA已與Ku波段超導濾波器成功級聯。

2、低溫低噪聲放大器的仿真設計

2.1 器件選擇

Ku波段LNA要求選用具有低噪聲特性的晶體管，而高電子遷移率場效應管(HEMT)是新型的具有低噪聲優點的一類晶體管，符合設計要求。通過晶體管性能分析并綜合設計需要，選取了NEC公司的某一HEMT產品，其理論常溫噪聲系數高至18GHz只有0.75dB。

低損耗的PCB基板是研制Ku波段LNA的另一重要材料。本工作選用Rogers公司的高頻PCB板，在高頻段具有低插損特性，微波性能良好。

2.2 反射系數的設計

LNA設計中都需要考慮對反射系數S(1,1)和S(2,2)的設計隔離器，一般需要優化至-15dB以下，而最優化S(1,1)、S(2,2)的目標與最小化噪聲和最大化增益往往是矛盾的，這給LNA的設計工作帶來了很大的不便和困難。Isaac Lopez-Fernandez 在他的工作中使用了放大器設計中可以不考慮其反射性能，而使用隔離器來完善的方法[3]，同時還給出了隔離器附加噪聲溫度的計算公式：

其中隔離器的物理溫度，是放大器的等效噪聲溫度，是隔離器可達到的增益。根據這個公式計算可以知道，對于一般的LNA和隔離器，77K低溫下隔離器附加噪聲溫度不超過20%，相對于直接在設計中優化反射的辦法，隔離器的附加噪聲更小，同時可以大大簡化設計過程。因此本工作反射系數不再進行最優化設計，而采用級聯隔離器的方法改善器件之間的匹配站。

2.3 穩定性設計

為了保證LNA的可靠工作隔離器，需要保證其全頻段無條件穩定，或至少要保證工作頻段附近絕對穩定。LNA的穩定性判據為[4]：

和

其中：，

在ADS中，有其自身設計的穩定系數Mu，只要Mu>1就實現了絕對穩定。在ADS中對我們選用的HEMT晶體管進行仿真，圖1給出了其全頻帶Mu值，可以發現其全頻帶Mu>1，也就是全頻帶絕對穩定，因此在設計過程中不會存在陷入潛在不穩的問題。同時因為我們在輸入輸出端都采用了隔離器設計，可以進一步優化反射，保證了LNA的穩定工作。

 

圖1 LNA穩定性系數

篇9

【關鍵詞】有源電力濾波器；諧波；補償；PWM變流器

隨著科學技術的發展，大量的電力電子裝置廣泛的應用于工業的各個領域，給工業帶來了翻天覆地的變化，但大量電力電子裝置的廣泛應用，同時也給電力系統這個環境帶來了嚴重的“污染”，其根本原因就是電力電子裝置是非線性負荷，在系統中運行會產生諧波，造成十分嚴重的危害。治理諧波污染已成為當今電工科學技術界所必須解決的問題，開發和研制高性能的諧波抑制裝置迫在眉睫。

有源電力濾波器（Active Power Filter）是目前研究比較深入的一種裝置，它是一種用于動態補償，既可抑制諧波，又可以補償無功的新型電力電子裝置，它能對大小和頻率都變化的諧波以及變化的無功進行補償，其應用可克服LC濾波器等傳統的諧波抑制和無功補償方法的缺點。

1.有源電力濾波器的基本原理

1）機理：通過一定的控制算法使有源電力濾波器發出與諧波源所產生的諧波的幅值相等，相位恰好相反的量，抵消諧波源中的諧波成分，使其剩下基波成分，其本質就是一個諧波源。

2）基本原理：最基本的有源電力濾波器系統構成圖如圖1[4]：

圖1中表示交流電源，負載為諧波源，它產生諧波并消耗無功。有源電力濾波器系統大體上由兩大部分組成，即指令電流運算電路和補償電流發生電路。其中指令運算電路的核心部分就是諧波和無功電流檢測電路，其主要作用就是檢測出需要補償對象電流中的諧波和無功等電流分量；補償電流發生電路由電流跟蹤控制電路、驅動電路和主電路三部分組成。其作用是根據指令電流運算電路得出的補償電流的指令信號，產生實際的補償電流，主電路多為橋式PWM變流器[1]。

圖1 并列型有源濾波器系統構成說明圖

2.有源電力濾波器的基本特點

1）動態補償，可對頻率和大小都變化的諧波進行補償，動態響應快。

2）補償諧波時所需儲能元件容量較小。

3）即使補償對象電流過大，APF也不會發生過載，并能正常發揮補償作用。

4）受電網阻抗的影響不大，不易和電網阻抗發生諧振。

5）能跟蹤電網頻率的變化，補償性能不受電網頻率變化的影響。

6）對較高次諧波濾除困難，需要與無源高通濾波器配合。

3.有源電力濾波器的設計

有源電力濾波器的設計大致可分為五個部分：

1）主電路設計

2）指令電流運算

3）電流跟蹤控制

4）直流電壓的控制

5）APF的控制方式

（1）主電路

作為主電路的PWM變流器，在產生補償電流時，主要作為逆變器工作，因此可稱為逆變器。但它不僅僅是單獨作為逆變器而工作的，當在電網向有源電力濾波器直流側儲能元件充電時，它就作為整流器工作，即它既可以工作在逆變狀態，也可工作在整流狀態，所以多以變流器稱之[5]。

在應用中主電路多以三相橋式變流器為主，三相橋式變流器又可分為電壓型和電流型兩種。而電壓型應用較為廣泛。隨著電力電子器件技術和控制技術的發展，先進的功率器件的應用給主電路性能帶來了很大變化。

常用的PWM變流器多為電壓型變流器，單個電壓型PWM變流器基本拓撲結構如下圖所示：

圖2 單個電壓型PWM變流器

基本拓撲結構圖

其中VT1～VT6表示電力電子功率器件，Udc表示直流側電壓。電壓型PWM變流器的基本特點是：

1）直流側為電壓源或并聯有大電容，在正常工作時，其電壓基本保持不變，可看作電壓源。

2）對電壓型PWM變流器，為保持直流側電壓不變，需要對直流側電壓進行控制。

3）電壓型PWM變流器的交流側輸出電壓為PWM波。

控制各個開關器件輪流導通和關斷，同時使另一個器件導通，就實現了兩個器件之間的換流，電路的環流方式分為180度導通型和120度導通型。

所謂180度導通型是指同一橋臂上、下兩管之間互相換流。而120度道通型是指在同一排不同橋臂的左、右兩管之間進行的。但180度導通型應該注意防止上、下橋臂的直通。

本設計中，主電路形式選擇為電壓型PWM型變流器，功率器件選擇為IGBT，直流側電壓選擇：一般選擇為直流電壓的大小等于交流線電壓峰值的1.5倍。對于380V等級系統，直流側電壓為選擇為800V。APF的容量為：

其中E為電網相電壓有效值，Ic為補償電流的有效值。該設計中給出的數據額定線電壓為380V，容量為10KVA 則可以計算出額定電流

。

連接電感的選擇：可按下式近似取值：

其中為補償電流指令信號的最大值。為載波周期，取為10KHz，括號里面的值取0.35，結合計算出來的計算得額定電流值，帶入上面公式計算得L=0.0067H。

（2）指令電流運算部分

實質上就是諧波電流檢測部分，諧波檢測的方法很多，早期的模擬法，到后來的傅里葉分析法，還有人工神經網絡法，瞬時無功功率理論等，但應用較為廣泛的還是瞬時無功功率理論，該理論的產生為有源電力濾波器的發展注入了新鮮的活力。

現在依舊采用瞬時無功功率理論來檢測諧波電流。基于瞬時無功功率理論的檢測方法中的-變換法的檢測框圖如下圖3：

（3）電流跟蹤控制部分

該部分作用是：根據補償電流指令信號和實際補償電流之間的差別，得出控制補償電流發生電路中主電路各個器件通斷的PWM信號，控制的結果應保證補償電流跟蹤其指令信號的變化——電流型功率放大器。

目前應用較為廣泛的跟蹤型PWM控制方式有以下三種方式：滯環比較方式、定周期瞬時值比較方式和三角波比較方式。

這里還是選擇比較常用的三角波比較方式。其基本控制框圖如圖4：

圖4 控制系統結構圖

其中K多為PI調節器，其參數直接影響著逆變電路的電流跟蹤特性。三角波比較方式的基本特點是：

1)硬件電路較為復雜；

2)比例調節控制方式，電流響應稍慢；

3)跟蹤誤差較大；

4)功率器件的開關頻率等于載波頻率；

5)輸出電流所含諧波少。

（4）直流電壓控制

基本思想：通過控制APF與交流電源的能量交換來調節直流電壓。

（5）APF控制方式

基本方式包括檢測電源側電流和檢測負載側電流，還有兩者結合的混合型控制方式。這里采用檢測電源側電流控制方式。其基本的控制框圖如圖5[3，4]：

圖5 檢測電源側電流控制方式原理圖

4.結束語

有源電力濾波器是一種用于動態抑制諧波、補償無功功率的新型電力電子裝置，能對大小和頻率都變化的諧波及無功功率進行補償。和傳統的無源濾波器相比，有突出的優點。本文分析了有源電力濾波器的系統結構和工作原理，對其主電路的參數設計給出了理論上的依據。

參考文獻

[1]王兆安,楊君,劉進軍,王躍編著.諧波抑制和無功功率補償(第二版)[M].北京:機械工業出版社,2006.

[2]王兆安,黃俊主編.電力電子技術(第四版)[M].北京:機械工業出版社,2005.

[3]肖湘寧編著.電能質量分析與控制[M].北京:機械工業出版社,2005.

[4]陳仲.并聯有源電力濾波器實用關鍵技術的研究[D].浙江大學工學博士論文,2005.

[5]姜齊榮,趙東元,陳建業編著.有源電力濾波器——結構.原理.控制[M].北京:科學出版社,2005.

作者簡介：

篇10

[關鍵詞]心音 呼吸音 聽診器

一、概述

1.電子心音聽診器的研究背景與意義。聽診是臨床上廣泛應用的一種診斷方法,聽診器的發明極大地推動了醫學科學的發展。對心音和呼吸音的聽診是心腦血管疾病和呼吸系統疾病主要診斷手段之一。因此臨床迫切需要一種準確性高、波形實時顯示、能同時聽診心音、簡單易用、成本低、體積小的裝置,讓臨床醫生在心臟聽診的同時能看到相應信號的波形圖,以便對病人的病變做出更加準確的判斷,促進心腦血管疾病和呼吸系統疾病的研究和診治。

2.心音聽診器國內外研究現狀。心音信號的分析與研究主要在以下幾個方面:①對51(第一心音)和S2(第二心音)的生理病理研究;②對人工心臟瓣膜的無創傷檢測;③對心音微弱成分(第三心音和第四心音)的分析研究;④分析心臟雜音的頻率變化規律;⑤從一個心動周期中定位提取心音成分;⑥對心音傳導機制建模。

在傳統的穩態分析方法基礎上,增加非平穩信號分析方法。典型的心音時頗分析有短時傅立葉變換、自回歸模型、維格納分布、小波變換等,人們將這些方法應用于第一心音分析、第二心音分析、心雜音分析,做了很多研究工作,取得了很好的成果。

3.心音產生機理和組成。心臟的瓣膜和大血管在血流沖擊下形成的振動,以及心臟內血流的加速與減速形成的湍流與渦流及其對心臟瓣膜、心房、室壁的作用所產生的振動,再加上心肌在周期性的心血活動作用下其剛性的迅速增加和減少形成的振動,經過心胸傳導系統到達體表形成了體表心音。心音中常包含心內噪音、呼吸噪音、體表噪音和心胸系統傳播過程中產生的噪音。

4.本文研究的主要內容。本文對該領域的研究背景、研究現狀和發展趨勢進行了充分調研,對心音的形成機理進行了深入研究,針對傳統聽診器的不足提出了電子心音聽診器的設計思想。

二、電子心音聽診器設計要求

1.心音信號技術指標。心音幅值:30-6OmV;心音頻率:20-600HZ;心率:75次/分。

2.電子心音聽診器技術指標。工作環境:溫度:+5-+4O℃,相對濕度:

輸入方式:心音探頭各一個;輸出方式:耳機或音響輸出,示波器顯示;

濾波頻響:心音:20-15OHz;放大器增益:心音:100倍以上。

3.系統設計要求。易操作、低功耗、低成本、可靠性、便攜性、抗干擾

三、電子心音聽診器內部設計

1.心音探頭。(1)駐極體電容式傳聲器。當聲波傳到振膜時,膜片發生相應振動,改變了電容器極板之間的距離,使電容量C發生相應的變化,其兩端的電壓也相應變化。由于R的阻值很大,充電電荷Q來不及變化,這樣就把聲能轉換成了電能。(2)駐極體電容式傳聲器腔體設計。傳聲器是心音和呼吸音檢測的關鍵部分之一,其性能直接影響心音和呼吸音信號的提取質量。另一個影響心音和呼吸音信號提取質量的重要因素是傳聲器與體表的聲禍合方式。當用傳聲器檢測心音和呼吸音信號時,傳聲器與體表皮膚的耦合形式不同,會給測量結果帶來不同程度的影響。

本文使用傳統聽診器集音腔體,在導音橡皮管末端接駐極體電容式傳感器,完成心音探頭設計。

2.初級放大模塊。從心音呼吸音傳聲器輸出的是非常微弱的交流小信號,根據我們使用的駐極體電容式傳聲器的敏感度,心音信號的幅值為:30-60mV,這種大小的信號不能滿足濾波模塊的要求,必須進行信號的放大處理。這里使用的是TI工公司生產的一款運算放大器芯片LM358。

初級放大模塊電路。通過電阻、電容和+5V電源傳聲器供電;電容有兩個作用:作為隔直電容,使電容兩端直流電壓不會相互干擾,二作為耦合電容,交流小信號可以通過電容傳送給后面的運算放大器,進行電壓放大。

3.濾波模塊。心音的頻率范圍是20-600HZ,主要集中在20-15OHz范圍內,信號的主要干擾源之一的工頻50Hz在心音的頻率范圍,所以我們可構造低通-50Hz陷波濾波器網絡,截止頻率分別是0 Hz和15OHz,中間濾除工頻50Hz對心音信號影響不大,20Hz以下基本為直流信號,對心音信號影響也可以忽略,所以不專門設計高通濾波器。

4.再放大模塊。在濾波模塊后我們又設置了再放大模塊,進行信號的再放大處理,不會把一些干擾噪聲也同時放大,提高信號的信噪比。

在再放大模塊中我們仍然使用運算放大器芯片LM358。

從再放大模塊出來的信號可分兩路:一路外接示波器進行波形顯示,另一路送到功率放大模塊驅動耳機。

5.功率放大模塊。電子心音聽診器其中一個最重要的功能就是實現對心音的聽診,幫助醫生診斷病情。然而心音信號經過再放大模塊后,電壓幅值己經達到示波顯示的要求,但它尚不能驅動耳機發聲。必須對信號進行功率放大,才能實現聽診功能。

在這里我們使用NS公司生產的LM386作為集成功放電路, LM386的功能和特性作看參閱相關資料。

6.功率放大電路。可參照一般的功放電路。

四、設計瀏覽及展望

本論文主要完成電子心音聽診器的硬件設計,包括心音呼吸音探頭、初級放大模塊、濾波模塊、再放大模塊和功率放大模塊的設計。努力和研究,己經完成了系統的整體設計,達到了預期的目標。

以后還可以在以下幾個方面作進一步研究和努力:對該設計進行數字化擴展,包括液晶顯示波形,并可以對波形進行存儲和回放。其次在本設計中,雖然對心音和呼吸音進行了硬件低通和陷波濾波,消除了部分噪聲交叉干擾,但由于心音和噪音之間存在頻譜上的重疊,不能用硬件濾波的方法得到純正的心音和呼吸音信號。有研究者證明,可以用小波和自適應濾波法來減少這種頻譜上重疊的干擾。今后需研究并設計出一套比較好的濾波去噪算法,得到相對純正的心音信號,使聽診更加準確。

參考文獻:

[1]單亞婭,趙德安.新型可視電子聽診器的研制.微型機與應用,2005.